CN109921811A - 一种水声通信方法、装置及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种水声通信方法，包括以下步骤：S1：利用拷贝相关运算捕获同步信号；S2：分别对同步信号进行时反前移处理和时反后移处理以获得前移时反系数和后移时反系数；S3：将前移时反系数和后移时反系数与后续捕获的信息序列分别进行卷积运算，获得前移时反输出和后移时反输出；S4：分别利用前移均衡器和后移均衡器对前移时反输出和后移时反输出进行处理以获得两组均衡器输出；S5：选择两组均衡器输出中误差较小的一组执行数据解码以获得所需信号。本发明还提出了一种水声通信装置及系统，以较低的运算复杂度改善时间反转的实时运算量，并且提高效率、减少成本。

Description

一种水声通信方法、装置及系统

技术领域

本发明涉及水声通信领域，具体涉及一种水声通信方法、装置及系统。

背景技术

随着海洋探测、资源开发、环境监测和国防安全等领域对海洋信息获取与传输的需求日益增加，可替代人类执行各类水下任务的水下机器人，又称为无人遥控潜水器(AUV,automated unman vehicle)已成为必不可少的海洋高技术装备。近年来微小型AUV由于具有尺寸小、成本低、投放回收方便、便于编队组网等突出优点，称为各国海洋研究机构、公司的研究热点。

对于实现AUV遥测遥控必不可少的通信手段而言，采用有缆通信方式会带来电缆收发不便，易缠绕等问题，水声通信提供了一种方便的水下无缆通信方式因而被广泛应用于各类水下机器人中。考虑到水声信道多径强烈、稳定性差，特别是AUV作业中移动造成的多普勒，都对对高性能水声通信系统的设计带来很大困难。在非专利文献1中为了抑制多普勒的影响，通常采取首先进行多普勒估计，然后通过重采样进行抑制的方法。

但是，与专用型水下机器人、有人潜水器等移动平台相比，各类微小型水下无人潜水器尺寸小、能量有限，而传统的水声通信抑制多普勒的多普勒估计、重采样补偿等算法均需要较高的运算复杂度，要求有较高运算能力、功耗要求及相应成本的水声通信机。因此，适合微小型AUV的低复杂度、低成本水声通信机仍然是一个技术短板。

被动时间反转技术利用接收到的探针信号获取信道多径信息，并构造前置预处理器对接收信号进行多径聚焦，从而抑制多径、提高处理增益，是水声通信领域的研究热点。

目前大多采用被动时间反转处理结合后置信道均衡器，通过采用后置处理抑制时反后的残余多径，即可进一步提高通信性能，也降低了后置信道均衡器的运算复杂度。

另外利用被动时反技术周期性估计信道并进行时反处理可实现无需重采样的多普勒抑制，从而大大降低移动水声通信的运算复杂度。但是，理论和实验结果表明，该方法需要频繁估计信道以更新时反器系数才能保证多普勒抑制性能，特别是考虑到AUV在各类作业中会出现频繁的加速、减速、等变速运动而造成时变的多普勒效应，将需要更频繁的信道估计来保证性能，这将导致通信效率大大降低，严重限制了该方案在AUV等微小型潜水器水声通信机等场合的应用。

发明内容

针对上述提到的水声通信抑制多普勒的多普勒估计、重采样补偿等算法运算复杂度高、成本高、硬件资源等问题之一，本发明提供了一种水声通信方法，包括以下步骤：

S1：利用拷贝相关运算捕获同步信号；

S2：分别对同步信号进行时反前移处理和时反后移处理以获得前移时反系数和后移时反系数；

S3：将前移时反系数和后移时反系数与后续捕获的信息序列分别进行卷积运算，获得前移时反输出和后移时反输出；

S4：分别利用前移均衡器和后移均衡器对前移时反输出和后移时反输出进行处理以获得两组均衡器输出；

S5：选择两组均衡器输出中误差较小的一组执行数据解码以获得所需信号。

进一步地，在步骤S1与步骤S2之间还包括以下步骤：

S11：利用拷贝相关捕获在同步信号之后到达的校标信号；

S12：获得同步信号与校标信号之间的实际时延，通过实际时延与原始时延的比较来获得多普勒初估计值；

S13：根据多普勒初估计值对接收信号在去载波处理中进行载波补偿。接收信号在经过帧同步、多普勒初估计及载波补偿后再进行自适应时移迭代。

更进一步地，还包括对前移时反系数和后移时反系数进行自适应迭代的步骤：S6：根据两组均衡器输出所得的误差计算出前移和后移所对应的梯度；S7：利用梯度下降的迭代原则，对所述前移时反系数和后移时反系数进行自适应更新。

通过级联时反器和均衡器并组成平行结构，将传统时反器中固定的时反系数改为可根据平行结构的均衡误差构成梯度自适应时移迭代，从而具备对变化多普勒的适应能力，大大降低了需要进行信道估计进行时反系数更新的计算复杂度。

更进一步地，在步骤S3和S4之间还包括如下的均衡器系数迭代步骤：

S8：捕获在信息序列之前到达的训练序列，并将前移时反系数和后移时反系数与训练序列进行卷积计算，并且分别送入前移均衡器和所述后移均衡器，前移均衡器和后移均衡器分别以训练序列作为目标序列运行自适应算法进行均衡器系数迭代；S9：在信息序列阶段采用已判决码元作为训练序列运行自适应算法执行均衡器系数迭代。

采用前移时反系数和后移时反系数进行自适应时移迭代实现对多普勒的低复杂度抑制。

更进一步地，均衡器系数迭代步骤具体包括以下步骤：

e_fi[i]＝s[i]-{w_fi[i,1],…,w_fi[i,L]}{r_fi[i],r_fi[i+1],…,r_fi[i+L-1]}^T

w_fi[i+1,j]＝w_fi[i,j]+2μe_fi[i]r_fi[i+j-1]

e_bi[i]＝s[i]-{w_bi[i,1],…,w_bi[i,L]}{r_bi[i],r_bi[i+1],…,r_bi[i+L-1]}^T

w_bi[i+1,j]＝w_bi[i,j]+2μe_bi[i]r_bi[i+j-1]

其中，w_fi[i,j]、w_bi[i,j]分别为i时刻L阶前移均衡器和后移均衡器的权系数，s[i]为训练序列r_fi[i],r_bi[i]为所述前移时反输出和所述后移时反输出，e_fi[i],e_bi[i]分别为所述前移均衡器和所述后移均衡器的误差信号，μ为LMS迭代的步长因子，j＝0,…,N-1，其中N为信道时延扩展。

更进一步地，步骤S5具体包括：

S51：将前移时反输出和后移时反输出输入前移均衡器和后移均衡器通过LMS算法进行自适应迭代分别得到前移均衡器和后移均衡器误差信号；S52：对前移均衡器和后移均衡器的误差信号分别求均方得到前移均衡器和后移均衡器输出的均方误差；S53：选择前移均衡器和后移均衡器输出的均方误差中最小的一组的均衡器输出进行解码。

由于信息帧经过自适应时间反转处理后已经完成了自适应多径聚焦，可以大大抑制时变多径效应造成的干扰。

本发明还提出一种水声通信装置，包括模数转换器、时反-均衡器组、自适应梯度迭代器和数据解码器，时反-均衡器组包括前移时反器、前移均衡器、后移时反器、后移均衡器，前移时反器和后移时反器的输入端分别与模数转换器的输出端相连，前移时反器和后移时反器的输出端分别与前移均衡器和后移均衡器的输入端连接，前移均衡器和后移均衡器的输出端分别与自适应梯度迭代模块的输入端连接，自适应梯度迭代模块的输出端与前移时反器和后移时反器的输入端连接，数据解码器用以对前移均衡器和后移均衡器的输出进行数据解码。

进一步地，还包括与模数转换器输出端连接的同步模块，同步模块用于进行帧同步捕获同步信号以建立同步。建立帧同步后就可以进行多普勒初估计和载波补偿。

更进一步地，还包括连接到模数转换器的输入端的前置数据处理器，前置数据处理器具体包括相互连接的接收换能器、前置放大器和滤波器。前置数据处理器用于对接收信号进行转换、放大、滤波等处理。

本发明还提出了一种水声通信系统，包括上述任一所述的水声通信装置和发射装置，发射装置包括功率放大器、发射换能器，数据解码器的传输接口连接功率放大器，功率放大器连接发射换能器。

本发明提供了一种水声通信方法，包括以下步骤：S1：利用拷贝相关运算捕获同步信号；S2：分别对同步信号进行时反前移处理和时反后移处理以获得前移时反系数和后移时反系数；S3：将前移时反系数和后移时反系数与后续捕获的信息序列分别进行卷积运算，获得前移时反输出和后移时反输出；S4：分别利用前移均衡器和后移均衡器对前移时反输出和后移时反输出进行处理以获得两组均衡器输出；S5：选择两组均衡器输出中误差较小的一组执行数据解码以获得所需信号。相比于通常的时反器系数固定必须通过信道估计进行更新，本发明对前移时反系数和后移时反系数进行时移的自适应迭代以适应不同的多普勒，在无需重采样的同时可进一步避免微小型AUV变速航行造成的变化多普勒条件下频繁估计信道的需要，可大大提高变化多普勒条件下时间反转水声通信机的通信效率；另外，传统接收机中时反、均衡是互相独立的两个处理过程，本发明提出结合时反、均衡处理获得梯度信息进行时反系数的时移调整，即采用前移、后移时反-均衡器组形成的误差梯度进行时反器系数的时移自适应迭代，从而以较低的运算复杂度实现对变化多普勒的适应。最终使运算复杂度降低，节约成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简要介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的实施例的水声通信方法的流程示意图；

图2为本发明的实施例的水声通信方法的步骤S1与步骤S2之间的流程示意图；

图3为本发明的实施例的水声通信方法的均衡器系数迭代步骤的流程示意图；

图4为本发明的实施例的水声通信方法的步骤S5的流程示意图；

图5为本发明的实施例的水声通信方法的对前移时反系数和后移时反系数进行自适应迭代的流程示意图；

图6为本发明的实施例的水声通信装置的示意图；

图7为本发明的实施例的水声通信装置的时反-均衡器组的结构示意图；

图8为本发明的实施例的水声通信方法的模数转换器与DSP芯片的接口电路图；

图9为本发明的实施例的水声通信方法的前置数据处理器的电路图；

图10为本发明的实施例的水声通信系统的发射装置的示意图；

图11为本发明的实施例的水声通信装置的发射信号帧的结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

图1是本发明一个实施例的一种水声通信方法的流程图，包括以下步骤：

S1：利用拷贝相关运算捕获同步信号；在优选的实施例中具体包括：采用拷贝相关运算对输入信号进行帧同步捕获，通过判断拷贝相关结果是否超过设定门限来判断帧同步是否到达，并确定帧同步时间起点。

如图2所示，在步骤S1与步骤S2之间还包括以下步骤：

S11：利用拷贝相关捕获在同步信号之后到达的校标信号；

S12：获得同步信号与校标信号之间的实际时延，通过实际时延与原始时延的比较来获得多普勒初估计值；

S13：根据多普勒初估计值对接收信号在去载波处理中进行载波补偿。在经过帧同步、多普勒初估计及载波补偿后再进行自适应时移迭代。

建立帧同步、多普勒初估计及载波补偿后，先利用同步信号作为探针针号p_r[i]，其中i为时间坐标，将探针信号p_r[i]进行时间反转后叠加当前时移d[i]以适应变化多普勒，则时反预处理器系数为p_r{-i+d[i]}。

假设i时刻水声信道冲激响应为h[i,j],j＝0,...,N-1，其中N为信道时延扩展，假设信道满足随机性，则接收到信息序列s_r[i]为：

式中，n_s[i]为叠加在信息信号上的干扰噪声。

S2：分别对同步信号进行时反前移处理和时反后移处理以获得前移时反系数和后移时反系数；

将接收到的信息序列s_r[i]进行时反前移处理和时反后移处理后得到前移时反系数和后移时反系数p_fr[i]＝p_r{-i+d[i]+Δ},p_br[i]＝p_r{-i+d[i]-Δ}，其中d[i]为当前调整时移，Δ为时移迭代调整步长。在本实施例中取Δ为1。

S3：将前移时反系数和后移时反系数与后续捕获的信息序列分别进行卷积运算，获得前移时反输出和后移时反输出；

在具体实施例一中，在时变信道条件下，对前移时反系数和后移时反系数与信息序列分别作卷积运算可得：

式中n_f[i],n_b[i]分别为前移时反器和后移时反器的噪声干扰项，为时反聚焦后的各通道信道响应，近似冲激脉冲δ[i]。为了消去结果中的p_r[-i]，将r_fi′[i],r_bi′[i]与探针信号p_r[i]做卷积运算即可获得前移时反输出和后移时反输出，即：

式中n_ff[i],n_bb[i]分别为前移时反器和后移时反器噪声干扰项：

S4：分别利用前移均衡器和后移均衡器对前移时反输出和后移时反输出进行处理以获得两组均衡器输出；

如图3所示，在步骤S3和S4之间还包括如下的均衡器系数迭代步骤，在具体的实施例二中，均衡器采用LMS(Least mean square,最小均方误差准则)算法进行自适应迭代：

S8：在初始阶段捕获在信息序列之前到达的训练序列，并将前移时反系数和后移时反系数与训练序列进行卷积计算，并且分别送入前移均衡器和所述后移均衡器，前移均衡器和后移均衡器分别以训练序列作为目标序列运行自适应算法进行均衡器系数迭代；

S9：算法收敛后在信息序列阶段采用已判决码元作为训练序列运行自适应算法执行均衡器系数迭代。采用前移时反系数和后移时反系数进行自适应时移迭代实现对多普勒的低复杂度抑制。已判决码元指的是对前续采用预设的训练序列进行迭代处理的数据进行判决得到的码元，这样只需在初始阶段采用预设的训练序列即可。

在具体实施例三中，均衡器系数迭代步骤具体包括以下步骤：

e_fi[i]＝s[i]-{w_fi[i,1],…,w_fi[i,L]}{r_fi[i],r_fi[i+1],…,r_fi[i+L-1]}^T

w_fi[i+1,j]＝w_fi[i,j]+2μe_fi[i]r_fi[i+j-1]

e_bi[i]＝s[i]-{w_bi[i,1],…,w_bi[i,L]}{r_bi[i],r_bi[i+1],…,r_bi[i+L-1]}^T

w_bi[i+1,j]＝w_bi[i,j]+2μe_bi[i]r_bi[i+j-1]

其中，w_fi[i,j]、w_bi[i,j]分别为i时刻L阶前移均衡器和后移均衡器的权系数，s[i]为训练序列，e_fi[i],e_bi[i]分别为前移均衡器和后移均衡器的误差信号，μ为LMS迭代的步长因子。

S5：选择两组均衡器输出中误差较小的一组执行数据解码以获得所需信号。

在具体的实施例四中，如图4所示，步骤S5具体包括：

S51：将前移时反输出和后移时反输出输入前移均衡器和后移均衡器通过LMS算法进行自适应迭代分别得到前移均衡器和后移均衡器误差信号e_fi[i],e_bi[i]；

S52：考虑在理论上并无法保证时移参数的误差代价函数具有单凹特性，为了避免梯度迭代中陷入局部最优解，通过设定一个宽度为lw的时间窗内对前移均衡器和后移均衡器的误差信号e_fi[i],e_bi[i]分别求均方得到前移均衡器和后移均衡器输出的均方误差；即：

S53：选择前移均衡器和后移均衡器输出的均方误差中最小的一组的均衡器输出y_out进行解码，即：

由于信息帧经过自适应时间反转处理后已经完成了自适应多径聚焦，可以大大抑制时变多径效应造成的干扰。因此最后将经过时反、均衡处理后的信息序列送入数据解码器后进行解调处理，恢复信息码元。在优选的实施例中，采用QPSK解调算法在DSP芯片中进行QPSK信号解调处理。

另外，如图5所示，还包括对前移时反系数和后移时反系数进行自适应迭代的步骤：

S6：根据两组均衡器输出所得的误差计算出前移和后移所对应的梯度值；

在具体的实施例五中，利用前移均衡器和后移均衡器输出的均方误差构造出前移、后移得到的梯度值：

grad[i]＝Er_fi[i]-Er_bi[i]；

S7：利用梯度下降的迭代原则，对当前的前移时反系数和后移时反系数进行自适应更新。

在具体的实施例六中，通过设定门限G便可利用梯度值以及符号信息进行梯度迭代下的前移、后移控制：

由此可对当前时移进行自适应更新，从而以较低的运算复杂度保证时变条件下的时反聚焦处理性能，使得本技术方案具备对变化多普勒的适应能力。

本发明还提出一种水声通信装置，此水声通信装置设置在水声通信机的接收装置中，如图6所示，包括模数转换器1、时反-均衡器组2、自适应梯度迭代器3和数据解码器4，如图7所示，时反-均衡器组2包括前移时反器21、前移均衡器22、后移时反器23、后移均衡器24，前移时反器21和后移时反器23的输入端分别与模数转换器1的输出端相连，前移时反器21和后移时反器23的输出端分别与前移均衡器22和后移均衡器24的输入端连接，前移均衡器22和后移均衡器24的输出端分别与自适应梯度迭代模块3的输入端连接，自适应梯度迭代模块3的输出端与前移时反器21和后移时反器23的输入端连接，数据解码器4用以对前移均衡器22和后移均衡器24的输出进行数据解码。通过级联时反器和均衡器并组成平行结构，将传统时反器中固定的时反系数改为可根据平行结构的均衡误差构成梯度自适应时移迭代，从而具备对变化多普勒的适应能力，大大降低了需要进行信道估计进行时反系数更新的计算复杂度。

在具体的实施例七中，模数转换器1包括DDS芯片及ADC芯片，通过DDS芯片输出信号控制ADC芯片对输入信号进行模数转换。DDS芯片具有低成本、低功耗、高分辨率和快速转换时间等优点，与ADC芯片配合使用使得效率更高、成本更低。在优选的实施例中，模数转换器1包括AD9851DDS芯片及MAX153ADC芯片，信号处理采用DSP芯片，DSP芯片采用TMS320C6713处理器，在其他可选的实施例中，DSP芯片还可以包括TMS320C54X系列。模数转换器1的功能为通过各通道的切换实现分时多通道输入并在DSP芯片的设置下DDS芯片输出频率为96kHz的方波信号用于控制ADC芯片对输入信号进行模数转换。AD9851DDS芯片、MAX153ADC芯片及TMS320C6713处理器之间的连接电路图如图8所示。在初始化阶段，TMS320C6713处理器通过IO口GP0,GP1,GP2,GP3对AD9851DDS芯片管脚进行设置，设置AD9851芯片output管脚输出波形的类型和频率，在本实施例中输出类型为方波，输出方波的振荡频率设置为fs＝75kHz，即采样率为75ksps。在其他可选的实施例中，模数转换器1也可以采用其他形式的硬件电路组成，包括不限于采用其他型号的DDS芯片及ADC芯片和DSP芯片。

在具体的实施例八中，水声通信机的接收装置还包括与模数转换器1输出端连接的同步模块5，同步模块5用于进行帧同步捕获同步信号以建立同步。建立帧同步后就可以进行多普勒初估计和载波补偿。在其他可选的实施例中，同步模块5还可以选择其他硬件电路或软硬件结合的电路。

同步模块5、时反-均衡器组2、自适应梯度迭代器3和数据解码器4通过专用芯片或常用电路实现。采用专用芯片或常用电路结构简单、连接方便，便于集成化。在优选的实施例中，同步模块5、时反-均衡器组2、自适应梯度迭代器3和数据解码器4通过DSP芯片实现，DSP芯片采用TMS320C6713处理器。在其他可选的实施例中，同步模块5、时反-均衡器组2、自适应梯度迭代器3和数据解码器4可以选择TMS320F28069、TMS320F2812、TMS320F28335、TMS320VC6220中的其中一种或多种，或采用通用的数字相关器芯片TMC2023、乘法器MC1496、加法器74LS283进行组合构成。同步模块5可以包括巴克码识别器及同步保护两部分，巴克码识别器包括移位寄存器、相加器和判决器，前移均衡器22和后移均衡器24可以采用滤波器和衰减器结合起来，前移时反器21和后移时反器23和自适应梯度迭代器3为数字相关器，数字相关器类似于匹配滤波器，可以看作乘累加运算器，即输入数据流同本地码在采样同步时钟的驱动下(在一个时钟节拍内)逐级相乘并累加，自适应梯度迭代器3也可以包括硬件加法器和硬件乘法器，数据解码器4采用经典的QPSK解调处理，如可采用通用的QPSK解调集成芯片MSM7582B。建立帧同步后，探针、信息帧信号输入后续ADC芯片及DSP芯片处理。信号进入ADC芯片及DSP芯片接口电路如图9所示，实施例水声通信机接收装置中AD9851DDS芯片、MAX153ADC芯片及TMS320C6713处理器之间的连接方式说明如下：输入信号送入MAX153ADC芯片的输入Vin脚后，由AD9851DDS芯片输出频率96kHz的方波信号接入MAX153ADC芯片的WR/RDY及RD端以启动AD转换，当AD转换结束后MAX153ADC芯片的INT信号送出低电平，此INT信号与TMS320C6713处理器的GP7/EXINT7脚相连，用于触发DSP芯片的外中断服务程序，DSP芯片的数据线ED0-ED7与MAX153ADC芯片U1的数据线D0-D7端相连接输入ADC转换结果。外中断服务程序获取ADC芯片的转换数据后输入DSP芯片的数据以双缓冲方式进行后续处理以保证实时性。

在具体的实施例九中，水声通信机的接收装置还包括连接到模数转换器1输入端的前置数据处理器6以及与前置数据处理器6连接的接收换能器7，前置数据处理器6包括相互连接的前置放大器61和滤波器62。接收换能器7用于对接受的声音信号转换成电信号，前置数据处理器6用于对信号进行放大、滤波。

前置数据处理器6用于对接收信号进行转换、放大、滤波等处理。在优选的实施例中，接收换能器7采用国营612厂生产的宽带接收水听器。前置数据处理器6由美国AD公司AD620低噪声前置放大芯片、TL084运算放大器芯片和Maxium公司的MAX274开关电容滤波器芯片组成，其中MAX273开关电容滤波器设置为通带13-18kHz的带通滤波器。具体电路如图8所示。在其他可选的实施例中，前置数据处理器6可以采用其他硬件电路对数据进行前置处理，接收换能器7也可以采用其他接收器。

前置放大器61、滤波器62与接收装置接收阵元的接收信号端连接用于对多通道接收信号进行前置处理；同步模块5利用拷贝相关运算捕获帧同步信号，用于建立进行接收数据时反处理、解码的时间起点；同时利用拷贝相关对校标信号进行处理获得同步信号与校标信号间的实际时延，通过与原始时延的比较进行信道多普勒初估计，获得的多普勒初估计值用于作为在接收信号去载波处理中补偿载波生成基带信号。

时反-均衡器组2由前移时反器21、前移均衡器22、后移时反器23、后移均衡器24级联而成的时反-均衡器：前移时反-均衡器、后移时反-均衡器组成，分别对输入接收的同步信号进行时间反转后首先根据时反系数在自适应迭代模块3的时移迭代结果做时移处理，然后进行一个时延单位前移、一个时延单位后移形成对应的时反系数，前移时反系数和后移时反系数经过自适应迭代后与后续到达的训练序列、信息序列进行卷积运算，完成被动时反处理后，输出两个对应的前移时反输出和后移时反输出，分别送入对应级联的前移均衡器22和后移均衡器24。

前移均衡器22和后移均衡器24在训练序列阶段均以训练序列为目标序列输入自适应梯度迭代模块3进行均衡系数迭代，在信息序列阶段则采用已判决码元作为训练序列，输入自适应梯度迭代模块3进行均衡系数迭代，前移均衡器22和后移均衡器24的误差输出到自适应梯度迭代模块3，根据前移均衡器22和后移均衡器24的输出误差挑选其中误差小的均衡输出，并输出到数据解码器4进行数据解码。

自适应梯度迭代模块3根据两个均衡器组输出的误差计算误差梯度，从而进行自适应迭代调整进行时延的梯度迭代，输出当前时反系数对应的时移并送入时反器组实现多通道时反系数的自适应时移迭代。

数据解码器4则采用本领域通用的解调方法对时反、均衡后误差小的均衡输出进行数据解码，恢复原始调制数据。在优选的实施例中，数据解码器可以采用包括KM1102芯片等解码芯片，也可以采用其他数据解码芯片或电路。

本发明还提出了一种水声通信系统，包括上述任一所述的水声通信装置和发射装置，如图10所示，发射装置包括功率放大器8、发射换能器9，发射信号的信息码元经过调制、经同步模块5处理捕获同步信号建立同步，进行组帧之后连接功率放大器8，功率放大器8连接发射换能器9。在优选的实施例中，发射换能器9采用中心频率13-18kHz的圆柱型压电陶瓷水声换能器。在其他可选的实施例中，功率放大器8采用本领域通用技术公知的功率放大电路进行信号发射，发射换能器9可以采用其他可行的接收器。

在具体的实施例十中，发射装置的发射帧格式的起始位置是帧同步信号，用于建立接收端的数据解调时间起点，同时帧同步信号也作为时间反转的探针信号，用于通过信道传输获取信道多径信息；同步头之后是校标信号、训练序列和信息序列：其中，校标信号同样为线性调频信号，用于通过计算与同步信号直接的实际时延进行多普勒初估计；训练序列为已知数据，用于训练获得信道均衡器初始系数；信息序列为需传输的数据，每个训练序列、信息序列码元进行扩频调制。在帧同步头、校标信号及训练序列间插入保护间隔。信号帧格式如图11所示。

在具体实施例十一中，发射信号采用正交相位调制(QPSK)制式，信号采样率为75KHz，载波频率为15KHz，带宽为13KHz～18KHz，信号载频16kHz，符号宽度为0.5ms；训练序列为400个已知bit的QPSK序列，即长度为50ms；帧同步信号、校标信号均为频率13kHz到18kHz、长度50ms的线性调频信号；信号帧中同步、校标信号、训练信号之间均设置长度为50ms的保护间隔。在其他可选的实施例中，发射信号也可以采用其他的调制制式。

本发明提供了一种水声通信方法、装置及系统，在微小型水下无人潜器水声通信机中利用有限的处理器硬件资源，提供一种通过对时反系数进行自适应时移迭代以及自适应时间反转处理的水声通信机实现对多普勒的低复杂度抑制。相比于通常的时反器系数固定必须通过信道估计进行更新，本发明对前移时反系数和后移时反系数进行时移的自适应迭代以适应不同的多普勒，在无需重采样的同时可进一步避免微小型AUV变速航行造成的变化多普勒条件下频繁估计信道的需要，可大大提高变化多普勒条件下时间反转水声通信机的通信效率；另外，传统接收机中时反、均衡是互相独立的两个处理过程，本发明提出结合时反、均衡处理获得梯度信息进行时反系数的时移调整，即采用前移、后移时反-均衡器组形成的误差梯度进行时反器系数的时移自适应迭代，从而以较低的运算复杂度实现对变化多普勒的适应。最终使运算复杂度降低，节约成本。

显然，本领域技术人员在不偏离本发明的精神和范围的情况下可以做出对本发明的实施例的各种修改和改变。以该方式，如果这些修改和改变处于本发明的权利要求及其等同形式的范围内，则本发明还旨在涵盖这些修改和改变。词语“包括”不排除未在权利要求中列出的其它元件或步骤的存在。某些措施记载在相互不同的从属权利要求中的简单事实不表明这些措施的组合不能被用于获利。权利要求中的任何附图标记不应当被认为限制范围。

Claims (10)

1.一种水声通信方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：利用拷贝相关运算捕获同步信号；

S2：分别对所述同步信号进行时反前移处理和时反后移处理以获得前移时反系数和后移时反系数；

S3：将所述前移时反系数和所述后移时反系数与后续捕获的信息序列分别进行卷积运算，获得前移时反输出和后移时反输出；

S4：分别利用前移均衡器和后移均衡器对所述前移时反输出和所述后移时反输出进行处理以获得两组均衡器输出；

S5：选择所述两组均衡器输出中误差较小的一组执行数据解码以获得所需信号。

2.根据权利要求1所述的水声通信方法，其特征在于，在所述步骤S1与所述步骤S2之间还包括以下步骤：

S11：利用拷贝相关捕获在所述同步信号之后到达的校标信号；

S12：获得同步信号与校标信号之间的实际时延，通过实际时延与原始时延的比较来获得多普勒初估计值；

S13：根据所述多普勒初估计值对接收信号在去载波处理中进行载波补偿。

3.根据权利要求1所述的水声通信方法，其特征在于，还包括对所述前移时反系数和后移时反系数进行自适应迭代的步骤：

S6：根据所述两组均衡器输出所得的误差计算出前移和后移所对应的梯度值；

S7：利用梯度下降的迭代原则，对所述前移时反系数和后移时反系数进行自适应更新。

4.根据权利要求1所述的水声通信方法，其特征在于，在步骤S3和S4之间还包括如下的均衡器系数迭代步骤：

S8：捕获在信息序列之前到达的训练序列，并将所述前移时反系数和所述后移时反系数与所述训练序列进行卷积计算，并且分别送入所述前移均衡器和所述后移均衡器，所述前移均衡器和所述后移均衡器分别以训练序列作为目标序列运行自适应算法进行均衡器系数迭代；

S9：在信息序列阶段采用已判决码元作为训练序列运行自适应算法执行均衡器系数迭代。

5.根据权利要求4所述的水声通信方法，其特征在于，所述均衡器系数迭代步骤具体包括以下步骤：

e_fi[i]＝s[i]-{w_fi[i,1],…,w_fi[i,L]}{r_fi[i],r_fi[i+1],…,r_fi[i+L-1]}^T

w_fi[i+1,j]＝w_fi[i,j]+2μe_fi[i]r_fi[i+j-1]

e_bi[i]＝s[i]-{w_bi[i,1],…,w_bi[i,L]}{r_bi[i],r_bi[i+1],…,r_bi[i+L-1]}^T

w_bi[i+1,j]＝w_bi[i,j]+2μe_bi[i]r_bi[i+j-1]

其中，w_fi[i,j]、w_bi[i,j]分别为i时刻L阶所述前移均衡器和所述后移均衡器的权系数，s[i]为所述训练序列，r_fi[i],r_bi[i]为所述前移时反输出和所述后移时反输出，e_fi[i],e_bi[i]分别为所述前移均衡器和所述后移均衡器的误差信号，μ为LMS迭代的步长因子，j＝0,…,N-1，其中N为信道时延扩展。

6.根据权利要求5所述的水声通信方法，其特征在于，所述步骤S5具体包括：

S51：将所述前移时反输出和所述后移时反输出输入所述前移均衡器和所述后移均衡器通过LMS算法进行自适应迭代分别得到所述前移均衡器和所述后移均衡器误差信号；

S52：对所述前移均衡器和所述后移均衡器的所述误差信号分别求均方得到所述前移均衡器和所述后移均衡器输出的均方误差；

S53：选择所述前移均衡器和所述后移均衡器输出的均方误差中最小的一组的均衡器输出进行解码。

7.一种水声通信装置，其特征在于，包括模数转换器、时反-均衡器组、自适应梯度迭代器和数据解码器，所述时反-均衡器组包括前移时反器、前移均衡器、后移时反器、后移均衡器，所述前移时反器和所述后移时反器的输入端分别与所述模数转换器的输出端相连，所述前移时反器和所述后移时反器的输出端分别与所述前移均衡器和所述后移均衡器的输入端连接，所述前移均衡器和所述后移均衡器的输出端分别与所述自适应梯度迭代模块的输入端连接，所述自适应梯度迭代模块的输出端与所述前移时反器和所述后移时反器的输入端连接，所述数据解码器用以对所述前移均衡器和所述后移均衡器的输出进行数据解码。

8.根据权利要求7所述的水声通信装置，其特征在于，还包括与所述模数转换器输出端连接的同步模块，所述同步模块用于进行帧同步的捕获同步信号以建立同步。

9.根据权利要求7所述的水声通信装置，其特征在于，还包括连接到所述模数转换器的输入端的前置数据处理器，所述前置数据处理器具体包括相互连接的接收换能器、前置放大器和滤波器。

10.一种水声通信系统，其特征在于，包括如权利要求7-9中任一所述的水声通信装置和发射装置，所述发射装置包括功率放大器、发射换能器，所述数据解码器的传输接口连接功率放大器，所述功率放大器连接所述发射换能器。