CN109921662B - 高频隔离型可变拓扑ac-dc变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

高频隔离型可变拓扑AC‑DC变换器的控制方法，属于电能变换技术领域，本发明为解决现有高频隔离型AC‑DC变换器的控制系统体积大、成本高、视在功率利用率低的问题。本发明所述高频隔离型可变拓扑AC‑DC变换器的控制方法根据直流侧电压实际值和额定值的关系，通过控制两个单刀双掷开关选择串联连接或并联连接，设置输出功率闭环控制，设置两个桥式变换器输出电压均衡算法，实现在并联模式的两个桥式变换器的均流控制，在串联模式的均压、均流控制。本发明用于电能变换。

Description

高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法，属于电能变换技术领域。

背景技术

高频隔离型AC-DC变换器通过高频隔离变压器实现交流电网与直流源或负载的电气隔离，具有体积小、重量轻、集成度高等一系列优点，在储能系统、光伏发电系统、燃料电池电能变换系统等领域具有广阔的发展前景。

在基于高频隔离型AC-DC变换器的储能系统以及光伏发电等系统中，连接到直流侧的蓄电池、超级电容以及光伏电池的端电压会在较大范围内变化，由于功率等于端电压与电流的乘积，因此在端电压较小时的直流侧工作电流会远大于端电压较大时的情况。而在对这种工况下的系统进行设计时，功率开关的额定电压需要按照端电压的最大值选取，而其额定电流需要按照端电压最小值时系统所需的最大工作电流进行选取。如此大的额定电流在端电压较高时并不能充分利用，造成较大浪费，因此在上述系统中的系统成本、体积和损耗均具有较大提升空间。

发明内容

本发明目的是为了解决现有高频隔离型AC-DC变换器的控制系统体积大、成本高、视在功率利用率低的问题，提供了一种高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法。

本发明所述高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法，该控制方法根据直流侧电压实际值和额定值的关系，通过控制两个单刀双掷开关选择串联连接或并联连接，设置输出功率闭环控制，设置两个桥式变换器输出电压均衡算法，实现在并联模式的两个桥式变换器的均流控制，在串联模式的均压、均流控制。

优选的，设置输出功率闭环控制和设置两个桥式变换器输出电压均衡算法的具体过程为：

S1、设置高频阶梯波，在每个高频阶梯波的起始时刻采集交流侧电压V_g、第一桥式变压器的输出电压V_C1、第一桥式变压器的电流i_s1、第二桥式变换器的输出电压V_C2、第二桥式变换器的电流i_s2、直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o、直流侧LC滤波器的电流i_o；

设置锁相环，采集交流侧电压的瞬时相角；

设置传输参考功率P^*；

设置直流输出电压的额定值V_{o_rate}；

S2、直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o和直流侧LC滤波器的电流i_o相乘，获得当前传输功率P，当前传输功率P经过第一滤波器的滤波后，与传输参考功率P^*做差，差值输入到第一控制器中，第一控制器输出的结果除以2，获得电流参考幅值i_m ^*；

S3、第一桥式变压器的输出电压V_C1与第二桥式变换器的输出电压V_C2相减，差值输入第二控制器；直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o与

相比较，如果

则第二控制器输出实际的结果，如果

则第二控制器的输出结果清零；

S4、将S2获取的电流参考幅值i_m ^*与S3的第二控制器的输出结果相减，获得第一桥式变换器的输出电流参考幅值i_m1 ^*；

再将第一桥式变换器的输出电流参考幅值i_m1 ^*与交流侧电压的瞬时相角的正弦值相乘，相乘后的结果取绝对值后为第一桥式变换器的输出参考电流i_s1 ^*；

第一桥式变换器的输出参考电流i_s1 ^*与第一桥式变换器的实际输出电流i_s1做差，差值输入第三控制器，第三控制器输出第一桥式变换器的移相角

再经过移相调制模块获得第一桥式变换器中功率开关的控制信号；

S5、将S2获取的电流参考幅值i_m ^*与S3的第二控制器的输出结果相加，获得第二桥式变换器的输出电流参考幅值i_m2 ^*；

再将第二桥式变换器的输出电流参考幅值i_m2 ^*与交流侧电压的瞬时相角的正弦值相乘，相乘后的结果取绝对值后为第二桥式变换器的输出参考电流i_s2 ^*；

第二桥式变换器的输出参考电流i_s2 ^*与第二桥式变换器的实际输出电流i_s2做差，差值输入第四控制器，第四控制器输出第二桥式变换器的移相角

再经过移相调制模块获得第二桥式变换器中功率开关的控制信号。

优选的，S1所述设置高频阶梯波，在每个高频阶梯波的起始时刻采集交流侧电压V_g，四个功率开关的控制方法为：

在每个高频阶梯波的起始时刻，若V_g的极性大于零，则左上角和右下角的两个功率开关导通，左下角和右上角的两个功率开关保持关断；

经过半个高频阶梯波的周期后，左上角和右下角的两个功率开关关断，左下角和右上角的两个功率开关导通，保持至周期结束；

在每个高频阶梯波的起始时刻，若V_g的极性小于或等于零，则右上角和左下角的两个功率开关导通，右下角和左上角的两个功率开关保持关断；

经过半个高频阶梯波的周期后，右上角和左下角的两个功率开关关断，右下角和左上角的两个功率开关导通，保持至周期结束。

优选的，S3所述直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o与

相比较，如果

第二控制器输出实际的结果，此时，第一单刀双掷开关的引脚1与引脚3相连，第二单刀双掷开关的引脚1与引脚3相连；

如果

则第二控制器的输出结果清零，此时，第一单刀双掷开关的引脚1与引脚2相连，第二单刀双掷开关的引脚1与引脚2相连。

本发明的优点：本发明实现了对高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制，从而大幅提高了系统中功率器件的利用率，有效减低了成本和损耗。优点有：

1、通过拓扑结构的切换，实现了功率器件额定容量的充分利用，显著降低了系统成本，提高了系统效率；

2、在实现拓扑在线切换的同时，保证了两个变换器输出电压和电流的一致性，具有可靠性高、易于实现等优点。

附图说明

图1是本发明所述高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的结构示意图；

图2是本发明所述高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法的原理框图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式所述高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法，高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器包括交流侧LC滤波器、矩阵变换器、高频隔离变压器、第一桥式变换器、第二桥式变换器、两个单刀双掷开关和直流侧LC滤波器；

交流侧LC滤波器的两个输出端分别连接矩阵变换器的两个输入端，矩阵变换器的两个输出端分别连接高频隔离变压器的第一绕组的两端；第一桥式变换器和第二桥式变换器结构相同，第一桥式变换器的两个输入端分别连接高频隔离变压器的第二绕组的两端，第二桥式变换器的两个输入端分别连接高频隔离变压器的第三绕组的两端，第一桥式变换器和第二桥式变换器串联或并联后的输出端与直流侧LC滤波器的输入端相连，直流侧LC滤波器输出变换后的直流电压；第一桥式变换器和第二桥式变换器通过两个单刀双掷开关实现串联或并联连接；

该控制方法根据直流侧电压实际值和额定值的关系，通过控制两个单刀双掷开关选择串联连接或并联连接，设置输出功率闭环控制，设置两个桥式变换器输出电压均衡算法，实现在并联模式的两个桥式变换器的均流控制，在串联模式的均压、均流控制。

具体实施方式二：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步说明，设置输出功率闭环控制和设置两个桥式变换器输出电压均衡算法的具体过程为：

S1、设置高频阶梯波，在每个高频阶梯波的起始时刻采集交流侧电压V_g、第一桥式变压器的输出电压V_C1、第一桥式变压器的电流i_s1、第二桥式变换器的输出电压V_C2、第二桥式变换器的电流i_s2、直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o、直流侧LC滤波器的电流i_o；

设置锁相环，采集交流侧电压的瞬时相角；

设置传输参考功率P*；

设置直流输出电压的额定值V_{o_rate}；

S2、直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o和直流侧LC滤波器的电流i_o相乘，获得当前传输功率P，当前传输功率P经过第一滤波器的滤波后，与传输参考功率P^*做差，差值输入到第一控制器中，第一控制器输出的结果除以2，获得电流参考幅值i_m ^*；

S3、第一桥式变压器的输出电压V_C1与第二桥式变换器的输出电压V_C2相减，差值输入第二控制器；直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o与

相比较，如果

则第二控制器输出实际的结果，如果

则第二控制器的输出结果清零；

S4、将S2获取的电流参考幅值i_m ^*与S3的第二控制器的输出结果相减，获得第一桥式变换器的输出电流参考幅值i_m1 ^*；

再将第一桥式变换器的输出电流参考幅值i_m1 ^*与交流侧电压的瞬时相角的正弦值相乘，相乘后的结果取绝对值后为第一桥式变换器的输出参考电流i_s1 ^*；

第一桥式变换器的输出参考电流i_s1 ^*与第一桥式变换器的实际输出电流i_s1做差，差值输入第三控制器，第三控制器输出第一桥式变换器的移相角

再经过移相调制模块获得第一桥式变换器中功率开关的控制信号；

S5、将S2获取的电流参考幅值i_m ^*与S3的第二控制器的输出结果相加，获得第二桥式变换器的输出电流参考幅值i_m2 ^*；

再将第二桥式变换器的输出电流参考幅值i_m2 ^*与交流侧电压的瞬时相角的正弦值相乘，相乘后的结果取绝对值后为第二桥式变换器的输出参考电流i_s2 ^*；

第二桥式变换器的输出参考电流i_s2 ^*与第二桥式变换器的实际输出电流i_s2做差，差值输入第四控制器，第四控制器输出第二桥式变换器的移相角

再经过移相调制模块获得第二桥式变换器中功率开关的控制信号。

本实施方式中，第一控制器、第三控制器和第四控制器采用比例积分控制器，第二控制器采用比例控制器。

具体实施方式三：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式二作进一步说明，高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的第一桥式变换器和第二桥式变换器结构相同，包括电感、四个功率开关和电容；

S1所述设置高频阶梯波，在每个高频阶梯波的起始时刻采集交流侧电压V_g，四个功率开关的控制方法为：

在每个高频阶梯波的起始时刻，若V_g的极性大于零，则左上角和右下角的两个功率开关导通，左下角和右上角的两个功率开关保持关断；

经过半个高频阶梯波的周期后，左上角和右下角的两个功率开关关断，左下角和右上角的两个功率开关导通，保持至周期结束；

在每个高频阶梯波的起始时刻，若V_g的极性小于或等于零，则右上角和左下角的两个功率开关导通，右下角和左上角的两个功率开关保持关断；

经过半个高频阶梯波的周期后，右上角和左下角的两个功率开关关断，右下角和左上角的两个功率开关导通，保持至周期结束。

具体实施方式四：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式二作进一步说明，S3所述直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o与

相比较，如果

第二控制器输出实际的结果，此时，第一单刀双掷开关的引脚1与引脚3相连，第二单刀双掷开关的引脚1与引脚3相连；

如果

则第二控制器的输出结果清零，此时，第一单刀双掷开关的引脚1与引脚2相连，第二单刀双掷开关的引脚1与引脚2相连。

下面结合图1和图2说明本发明的工作原理：

交流侧LC滤波器的输入为交流电压，用于滤除交流电流的高频成份，矩阵变换器采用双向功率开关，将工频交流电压转变为高频交流电压，经过高频隔离变压器实现功率传输。三绕组高频隔离变压器的第一绕组连接矩阵变换器，第二绕组连接第一桥式变换器，第三绕组连接第二桥式变换器，通过对矩阵变换器及第一桥式变换器和第二桥式变换器进行协调控制，可以实现传输功率的调节。第一桥式变换器和第二桥式变换器通过两个单刀双掷开关J1和J2与直流侧LC滤波器相连，实现两个桥式变换器输出端的串联连接和并联连接的切换。最后通过直流侧LC滤波器滤除掉高频成份后获得平滑的直流输出电压、电流。

由该单相高频隔离型AC-DC变换器的结构可知，在第一桥式变换器和第二桥式变换器为串联连接时，直流输出电压为二者的和，而在二者为并联连接时，直流输出电流为二者的和。因此在直流端电压小于额定电压的一半时，通过控制两个单刀双掷开关J1和J2，使第一桥式变换器和第二桥式变换器的正极和负极分别相连，使其处于并联模式，从而提高工作电流。而在直流端电压大于额定电压的一半时，通过控制两个单刀双掷开关J1和J2，使第一桥式变换器的负极和第二桥式变换器的正极相连，使其处于串联模式，从而提高直流侧端口电压。

在这两种工作模式下，需要保证这两个桥式变换器输出电流的一致性，因此在功率环的基础上，分别设置两个桥式变换器输出电流闭环控制环节。另外，在处于串联模式时，为避免两个桥式变换器输出电压偏差过大造成器件损耗，在电流环的基础上加入电压均衡控制环节，控制原理图如图2所示。

Claims (3)

1.高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法，高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器包括交流侧LC滤波器、矩阵变换器、高频隔离变压器、第一桥式变换器、第二桥式变换器、两个单刀双掷开关和直流侧LC滤波器；

交流侧LC滤波器的两个输出端分别连接矩阵变换器的两个输入端，矩阵变换器的两个输出端分别连接高频隔离变压器的第一绕组的两端；第一桥式变换器和第二桥式变换器结构相同，第一桥式变换器的两个输入端分别连接高频隔离变压器的第二绕组的两端，第二桥式变换器的两个输入端分别连接高频隔离变压器的第三绕组的两端，第一桥式变换器和第二桥式变换器串联或并联后的输出端与直流侧LC滤波器的输入端相连，直流侧LC滤波器输出变换后的直流电压；第一桥式变换器和第二桥式变换器通过两个单刀双掷开关实现串联或并联连接；

其特征在于，该控制方法根据直流侧电压实际值和额定值的关系，通过控制两个单刀双掷开关选择串联连接或并联连接，设置输出功率闭环控制，设置两个桥式变换器输出电压均衡算法，实现在并联模式的两个桥式变换器的均流控制，在串联模式的均压、均流控制；

设置输出功率闭环控制和设置两个桥式变换器输出电压均衡算法的具体过程为：

S1、设置高频阶梯波，在每个高频阶梯波的起始时刻采集交流侧电压V_g、第一桥式变换器的输出电压V_C1、第一桥式变换器的电流i_s1、第二桥式变换器的输出电压V_C2、第二桥式变换器的电流i_s2、直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o、直流侧LC滤波器的电流i_o；

设置锁相环，采集交流侧电压的瞬时相角；

设置传输参考功率P^*；

设置直流输出电压的额定值V_{o_rate}；

S2、直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o和直流侧LC滤波器的电流i_o相乘，获得当前传输功率P，当前传输功率P经过第一滤波器的滤波后，与传输参考功率P^*做差，差值输入到第一控制器中，第一控制器输出的结果除以2，获得电流参考幅值i_m ^*；

S3、第一桥式变换器的输出电压V_C1与第二桥式变换器的输出电压V_C2相减，差值输入第二控制器；直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o与

相比较，如果

则第二控制器输出实际的结果，如果

则第二控制器的输出结果清零；

S4、将S2获取的电流参考幅值i_m ^*与S3的第二控制器的输出结果相减，获得第一桥式变换器的输出电流参考幅值i_m1 ^*；

再将第一桥式变换器的输出电流参考幅值i_m1 ^*与交流侧电压的瞬时相角的正弦值相乘，相乘后的结果取绝对值后为第一桥式变换器的输出参考电流i_s1 ^*；

第一桥式变换器的输出参考电流i_s1 ^*与第一桥式变换器的实际输出电流i_s1做差，差值输入第三控制器，第三控制器输出第一桥式变换器的移相角

再经过移相调制模块获得第一桥式变换器中功率开关的控制信号；

S5、将S2获取的电流参考幅值i_m ^*与S3的第二控制器的输出结果相加，获得第二桥式变换器的输出电流参考幅值i_m2 ^*；

再将第二桥式变换器的输出电流参考幅值i_m2 ^*与交流侧电压的瞬时相角的正弦值相乘，相乘后的结果取绝对值后为第二桥式变换器的输出参考电流i_s2 ^*；

第二桥式变换器的输出参考电流i_s2 ^*与第二桥式变换器的实际输出电流i_s2做差，差值输入第四控制器，第四控制器输出第二桥式变换器的移相角

再经过移相调制模块获得第二桥式变换器中功率开关的控制信号。

2.根据权利要求1所述的高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法，高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的第一桥式变换器和第二桥式变换器结构相同，包括电感、四个功率开关和电容；

其特征在于，S1所述设置高频阶梯波，在每个高频阶梯波的起始时刻采集交流侧电压V_g，四个功率开关的控制方法为：

在每个高频阶梯波的起始时刻，若V_g的极性大于零，则左上角和右下角的两个功率开关导通，左下角和右上角的两个功率开关保持关断；

经过半个高频阶梯波的周期后，左上角和右下角的两个功率开关关断，左下角和右上角的两个功率开关导通，保持至周期结束；

在每个高频阶梯波的起始时刻，若V_g的极性小于或等于零，则右上角和左下角的两个功率开关导通，右下角和左上角的两个功率开关保持关断；

经过半个高频阶梯波的周期后，右上角和左下角的两个功率开关关断，右下角和左上角的两个功率开关导通，保持至周期结束。

3.根据权利要求1所述的高频隔离型可变拓扑AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，S3所述直流侧LC滤波器的直流输出电压V_o与

相比较，如果

第二控制器输出实际的结果，此时，第一单刀双掷开关的引脚1与引脚3相连，第二单刀双掷开关的引脚1与引脚3相连；

如果

则第二控制器的输出结果清零，此时，第一单刀双掷开关的引脚1与引脚2相连，第二单刀双掷开关的引脚1与引脚2相连。

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