CN109888828B - 一种基于pd调制的级联h桥单元soc均衡方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于PD调制的级联H桥单元SOC均衡方法，所述的PD调制是指采用同相3载波调制模式对级联H桥逆变器的输出信号进行调制；级联H桥型逆变器包括3个H桥单元；对每一个H桥单元的SOC进行排序得到数组A，且对每一个H桥单元的功率进行排序得到数组B；采用排序算法实现级联H桥单元SOC均衡；排序算法：将数组A与数组B中的元素一一对应得到每个H桥单元所输出的功率，形成数组A与数组B的对应关系；根据对应关系形成载波序列。该基于PD调制的级联H桥单元SOC均衡方法易于实施，均衡效率高。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于PD调制的级联H桥单元SOC均衡方法。
背景技术
级联型逆变器不存在分压电容均压和飞跨电容稳压控制问题，并具有结构简单，输出相同电平数时所需器件最少，易于模块化设计等优点；以及直流侧并联大量独立电压源，因此非常适合于光伏电池、燃料电池和蓄电池等储能系统供电场合。
目前在CHB逆变器拓扑SOC均衡问题中应用的调制技术有三大类：阶梯波调制，空间矢量调制和载波调制。在CHB型逆变器中，由于各级联单元相互独立，输出有功功率时需考虑功率均衡问题。对于采用光伏电池、燃料电池和蓄电池等作为独立电压源的场合，功率不均衡会导致电池放电特性不一致，使SOC的不均衡进而引起电池间电压差的增大，在输出电压中引入低次谐波分量，影响输出电压波形质量，同时还会影响电池寿命，降低系统的可靠性。针对采用阶梯波调制策略的级联型多电平逆变器存在的SOC均衡问题，有文献通过增加功率均衡约束方程同时减少消谐波方程来实现级联单元间的均衡，但消谐波方程的减少，会影响逆变器输出电压的波形质量。针对采用空间矢量调制策略的CHB逆变器单元均衡问题有文献提出了一种结合PD和CPS优点的空间矢量调制策略，通过两电平空间矢量的移相叠加和载波重构，实现各级联单元输出均衡。由于电平数与空间矢量的数目之间是立方关系，所以空间矢量调制策略一般只用于五电平及其以下的三相逆变器中。载波移相调制策略可实现输出自然均衡，但由于载波相位不同，导致逆变器输出线电压dv/dt不唯一，增加了线电压谐波含量且在SOC初始状态不等情况下无法实现SOC的均衡；有文献在CHB逆变器拓扑中增加了谐振支路，使得在载波移相调制下各单元的可以功率交换，进而实现SOC均衡的功能，但该方法谐振支路参数设计较为复杂，且SOC均衡过程需要额外输出谐振功率，增加了电能消耗。相比于载波移相调制载波同相层叠(PD)调制策略输出线电压谐波特性最优。
针对PD调制策略下的功率均衡问题，有文献利用CHB型逆变器输出电压冗余特性，将逆变器输出电压在单位输出周期内分成多份，并由各级联单元交替输出，从而改善级联单元利用率不均衡的情况，但该方法只适用于低调制比场合。有文献以1/4输出周期为单位互换级联单元的输出电压波形，在一个输出周期内实现了级联单元间功率均衡，但当级联单元个数大于2时，只能实现级联单元输出大致均衡。有文献提出了改进PD调制以1/4个电压输出周期为单位进行循环使其在3/2个输出周期内实现输出的均衡，但该方法在输出电压与输出电流相位差较大时SOC均衡速率会降低。总的来说同相载波层叠调制算法拥有较好的输出电压谐波特性，适用于高电平的应用场合。
级联H桥型逆变器拓扑结构与原理
图1为三个H桥单元组成的七电平逆变器拓扑。各级直流侧电池电压为E，交流侧各级单元输出电压分别为Vo1、Vo2、Vo3。逆变器总的输出电压为三个H桥单元电压之和：
Vo＝Vo1+Vo2+Vo3 (1)
设H桥单元i(i＝1，2，3)的开关函数为Si，且有：
E为直流侧电压值；由式(2)可以得到每个H桥单元的输出电压为：
Voi＝SiE (3)
结合式(1)得到总的输出电压为：
每个H桥单元一个周期内可输出E、0、-E三种状态，所以逆变器在一个周期内可输出七个电平：±3E、±2E、±E、0。
H桥级联单元SOC不均衡的原因分析：
对于三个H桥单元的逆变器，传统的同相载波层叠调制策略需要6个幅值频率相等的载波。如图2所示我们可以发现在一个调制波周期中Vol大部分时间是输出是零的，而Vo3大部分时间是输出E或-E。
由于H桥单元为串联关系，其流经各单元的电流Io是相等的。所以可以写出各H桥单元输出瞬时功率为：
式中：为功率因数角。
由于Voi的不一致所以传统的载波层叠调制必然是存在各H桥单元输出功率不均衡的问题，输出功率的不均衡进而就导致了电池SOC存在差异。这是由于调制的问题引起的各H桥单元SOC不均衡。
此外，各个H桥单元中电池的初始状态也不可能完全相同，这样就会导致各单元的充放电曲线不一样，这些原因都将导致SOC的不均衡。
H桥单元SOC均衡控制方法
根据各级电压大小进行匹配
有文献将各H桥单元的SOC进行排序，在保证逆变器总的输出电压不变的情况下利用载波层叠在垂直方向上的自由度对各单元输出状态进行重新分配。SOC较大的单元优先在c3这一级进行输出，而SOC较小的则在c2或者c1这一级进行输出，以实现各单元之间的SOC均衡。但在负载为阻感性的情况下，如图3所示由于输出电压与输出电流存在相位差，各单元输出的电压的大小与各单元消耗的功率不再是一一对应的关系。如在a到b的区间内c3吸收了最大的功率，而c1吸收功率最小。这就存在SOC较大的单元可能会进行充电，而SOC较小的仍输出0电压，造成电池SOC均衡速率变慢。其中一种解决方式是增加一个电压电流正负的逻辑判断，若为正则SOC最大则优先输出，若为负则SOC最小的优先输出，但该方法多了电压电流检测并且需要在两种匹配方式之间进行切换，增加了算法复杂度。
因此，有必要设计一种新的级联H桥单元SOC均衡方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于PD调制的级联H桥单元SOC均衡方法，该基于PD调制的级联H桥单元SOC均衡方法易于实施。
发明的技术解决方案如下：
一种基于PD调制的级联H桥单元SOC均衡方法，所述的PD调制是指采用同相3载波调制模式对级联H桥逆变器的输出信号进行调制；
级联H桥型逆变器包括3个H桥单元；
对每一个H桥单元的SOC进行排序得到数组A，且对每一个H桥单元的功率进行排序得到数组B；SOC数值大的对应功率大的H桥单元；
采用排序算法实现级联H桥单元SOC均衡；
排序算法：
将数组A与数组B中的元素一一对应得到每个H桥单元所输出的功率，形成数组A与数组B的对应关系；根据对应关系形成载波序列。
设定SOC均衡误差系数δ，对于每一个比较周期，若δ＞ΔSOC，则启动排序算法实现级联H桥单元SOC均衡；否则维持上一个比较周期的匹配序列输出。
ΔSOC是指最大SOC偏差值；
其中，
SOCi是指第i个H桥的SOC值。SOC是指充电状态。
δ取值为0～0.0005。优选值为0，0.0001，0.0002，0.0003。
有益效果：
针对上述PD调制在单元输出以及SOC均衡上存在的问题，本发明以3个H桥单元为例，分析了PD调制方法下各单元输出功率不同的原因；对传统的PD调制方法进行改进，使CHB逆变器在较低的开关频率下实现功率输出的均衡以及在阻感性负载下加快各单元间SOC的均衡速率。并通过仿真与实验进行验证。
对于基于储能的级联H桥型(CHB)逆变器，载波同相层叠调制策略相比于载波移相调制策略，具有更优的输出线电压谐波特性。但由于存在各储能单元SOC不一致，以及带阻感性负载时均衡速度较慢输出电压失稳的情况。为了解决SOC均衡控制以及带阻感性负载均衡速度较慢电压失稳的问题。本发明提出一种新颖的PD功率均衡控制方法，首先基于调制波控制自由度对传统的PD调制技术进行改进，减少了所需三角载波数量；进而结合载波控制自由度组合的思想对各个单元SOC进行排序，在保证输出端电压不变的情况下通过调整载波在垂直方向的排列方式，实现各单元输出功率的均衡控制，并在带阻感性负载时比较各级载波输出功率的大小调整载波排列方式加速SOC均衡速率。实例中以3个H桥单元为例，分析了PD调制各输出单元不均衡的机理，提出改进PD调制方法，建立了基于比例谐振控制的电压源型逆变器的系统传递函数和输出阻抗模型，通过仿真与实验证明了该控制策略的正确性和可行性。
附图说明
图1为级联H桥七电平逆变器拓扑图；
图2为传统同相载波层叠调制策略原理图；
图3为带阻感性负载逆变器输出电压电流与各单元输出电压关系示意图；
图4为同相三载波调制原理图；
图5为基于PD调制的级联H桥单元SOC均衡方法的流程图；
图6为采用电压匹配的调制算法SOC均衡仿真图；
图7为采用功率匹配调制算法SOC均衡仿真图；
图8为误差系数δ＝0时的SOC均衡效果图；
图9为误差系数δ＝0.0001时的SOC均衡效果图；
图10为误差系数δ＝0.0003时的SOC均衡效果图；
图11为ΔT与误差系数对开关频率影响示意图；
图12为ΔT取0.001、δ＝0情况下SOC均衡效果图；
图13为ΔT取0.001、δ＝0情况下SOC均衡效果图。
具体实施方式
以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：
实施例1：
本发明方法的核心是根据各级功率大小进行匹配
根据前述的分析，在阻感性负载下以各单元输出电压的大小来匹配SOC的大小是有缺陷的，所以为了统一匹配方式，本发明提出将各单元SOC状态与各单元输出功率进行匹配。由于在很短的一个时间ΔT内，调制波可以看做一恒定值，于是可以通过计算得出各级载波输出的功率在一小段时间内的平均功率，通过该时间段内各级载波的平均功率大小来确定各H桥单元在哪一级载波进行输出。以七电平为例，首先设逆变器的输出电压电流为：
于是可以得出在ΔT时间内逆变器总的输出功率的函数为：
对式(8)求积分得到：
同理可求得在ΔT时间内逆变单元输出电压为E时的输出功率函数为：
对式(10)求积分得到：
为了减少功率计算量与复杂度，本发明将原先载波层叠调制的6个载波减少为3个载波，并以半个输出周期对载波与调制波进行垂直方向上的平移，得到如图4所示的载波调制方式；
3载波的表达式如下：
C2＝c2 (13)
c1，c2，c3为传统载波层叠调制的调制波在正半周的三列载波，C1，C2，C3为更改之后的载波，T为一个调制波周期。
通过式(6)、(8)、(11)可以得出各级载波在ΔT时间内的输出功率是以T＝0.01s为周期的周期分段函数：
上述公式中P01-P03分别为C1，C2，C3载波在一个正半周期内的瞬时功率与时间的函数，P0为总的逆变器在一个正半周期的瞬时功率与时间的函数，Pe为逆变单元调制波大于所对应载波幅值时的输出功率函数，V为参考输出电压幅值，w为工频角速度取314rad/s。
因为载波层叠调制技术的调制波在不同时间段是处于不同层级的载波中进行调制的，而每一级载波所对应的输出功率可能是不一样的。常规的算法是通过各级载波不同时间段输出电压的不同来对应载波的调制。由于级联中流经各单元的电流是一样的，所以可以求出各级载波在不同时间段所对应的瞬时功率来反映输出电压的不同。该方法的好处就是无论负载是阻性还是阻感性只需要一套匹配法则就能处理逆变器的功率均衡问题，所以这里的函数是功率函数来对应不同的载波。
对于ΔT而言其取值越小所求出来各单元的功率精度越高，在各级载波与调制波交点(arcsin(E/V)，E)，(arcsin(2E/V)，2E)处所产生的误差越小。但这种误差实际对于处在这两点附近时才会对调制算法选择逆变单元在那一级载波进行调制产生影响。例如图3当电流过零点时，各逆变单元的功率排序应该发生变化，但由于ΔT较大导致这一段时间各逆变单元的功率排序没有发生变化，导致在选取载波时存在误差，这种误差在短时间内对逆变器的运行是没有影响的。所以在一般情况下，功率计算是不需要那么精确，定义一下，在某一时间t求得功率与实际功率上时间的误差不超过整个循环周期0.01s的20％。即可以理解为，最坏情况是一个采样周期有0.002s时间逆变器选择输出的单元与功率匹配不相符，所以可以根据给定一个ΔT的取值范围：
ΔT＜0.2(π/w) (17)
具体算法说明：
首先设置一个SOC均衡误差系数δ，并与式(12)得到的ΔSOC进行比较。如果ΔSOC大于给定误差系数的则进行排序算法控制，若小于或等于给定的误差系数则维持原匹配序列输出。
对SOCi进行从小到大排序，若出现两编号相等的状况编号在前的排在前面，经排序后得到数组A；对Poi进行从小到大进行排序，若出现两编号相等的则编号在前的排前面，经排序后得到数组B；将数组A与数组B中的元素一一对应得到每个H桥单元所输出的功率。最后输出该功率所对应的的载波序列。
设置SOC均衡误差系数，在保证SOC在合理波动范围下实现了均衡，并且有效的降低了开关切换的频率降低了损耗，由以上分析可以看出以功率大小来匹配SOC大小统一了匹配的原则使均衡算法更加简单，且不需要检测逆变器输出电压电流的正负，降低了硬件和计算的复杂度。
仿真分析
为了验证本发明所提出的均衡方法的可行性以及理论的正确性，基于Matlab/Simulink仿真平台对所提出的调制算法进行仿真验证。仿真时参数设置：直流侧电源为70V，调制比为0.76，三个H桥单元电池SOC分别为90.030％，90.025％，90.020％，负载阻抗为8+7.85j，载波频率为5000Hz，ΔT为0.0002s。由图6可知，采用功率匹配的调制算法比采用电压匹配的调制算法的SOC均衡速率更快。由原来的0.52s左右减小到了0.43s左右，缩短了约17.3％的均衡时间。
为了验证误差系数对系统SOC均衡效果以及开关频率的影响，本发明分别对两种匹配方法进行了相关仿真试验，得出对开关频率的影响结果如表1所示，SOC均衡效果如图8-10所示。
表1两种匹配方式在不同误差系数下平均开关频率对比
可以看出误差系数的大小会影响到逆变单元开关频率，误差系数越大开关频率越低，可以依据实际应用的需要合理选取误差系数，减少开关损耗。且两种匹配方法中，功率匹配法在同样的误差系数下的平均开关损耗较电压匹配法的低，对于减小开关损耗而言功率匹配法比电压匹配法更加有优势。
另外对于ΔT的取值是否会影响均衡效果以及平均开关频率的影响本发明也进行了相关仿真，取ΔT分别为0.0002，0.0005，0.001，0.002，0.005得出对平均开关频率影响如表2所示，对SOC均衡效果的影响如图12-13所示，图12-13中的误差系数均取0。
从表2可以发现ΔT的取值会对平均开关频率产生影响，在一定范围中ΔT取值越大逆变单元的平均开关频率越小，但大到一定程度平均开关频率频率又会增加。如图11所示。
表2五种ΔT取值在不同误差系数下平均开关频率影响对比
由图11可以发现在一定范围内增大ΔT逆变器SOC均衡效果不会有很大的变化，例如图13与图9对比均衡效果略好，且该情况下的平均开关频率比ΔT＝0.0002δ＝0.0001减小了约24％。所以可以考虑增加ΔT的值来代替设置误差系数，以达到更好的均衡效果更低的开关损耗。
图6到图10，以及图12-13中，三条曲线分别代表三个逆变单元电池的SOC值变化。
结论
本发明以七电平级联H桥多电平逆变器为例，针对直流侧SOC均衡问题提出了基于功率匹配的载波层叠调制算法，并将原来调制所需的载波个数减少一半简化了各单元的功率计算，并与传统的电压匹配法进行比较，功率匹配法在阻感性负载的情况下SOC均衡速率较电压匹配法更快，且只用一套匹配法则不需要切换，且不需要额外的输出电压电流检测，并且通过仿真实验得出在相同的误差系数情况下功率匹配法比电压匹配法的开关损耗要低，还通过仿真实验证明了ΔT的取值对逆变器开关频率的影响，可以在牺牲较小的均衡误差情况下实现更低的开关损耗。
Claims (1)
1.一种基于PD调制的级联H桥单元SOC均衡方法，其特征在于，所述的PD调制是指采用同相3载波调制模式对级联H桥逆变器的输出信号进行调制；
级联H桥型逆变器包括3个H桥单元；
各级载波在△T时间内的输出功率是以T＝0.01s为周期的周期分段函数：
上述公式中P01-PO3分别为C1，C2，C3载波在一个正半周期内的瞬时功率与时间的函数，PO为总的逆变器在一个正半周期的瞬时功率与时间的函数，Pe为逆变单元调制波大于所对应载波幅值时的输出功率函数，V为参考输出电压幅值，w为工频角速度取314rad/s；
对每一个H桥单元的SOC进行排序得到数组A，且对每一个H桥单元的功率进行排序得到数组B；SOC数值大的对应功率大的H桥单元；
设定SOC均衡误差系数δ，对于每一个比较周期，若δ＞△SOC，则启动排序算法实现级联H桥单元SOC均衡；否则维持上一个比较周期的匹配序列输出；
排序算法：
将数组A与数组B中的元素一一对应得到每个H桥单元所输出的功率，形成数组A与数组B的对应关系；根据对应关系形成载波序列；
△SOC是指最大SOC偏差值；
其中，
SOCi是指第i个H桥的SOC值；
δ取值为0～0.0005。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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