CN109884839B - 一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提出了一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统及方法，飞秒脉冲激光器提供脉冲光源，由第一光分束器分为两路并行采样脉冲源，分别在两个电光调制器上完成对模拟射频信号的采样，同时通过直流电源调节电光调制器的静态偏置电压实现系统所需的相移。第一调制器的输出经第二分束器分为K束信号，通过光电探测器对第二分束器和第二调制器的输出信号进行光电转换，由比较器阵列进行阈值判决，最后由组合逻辑模块将比较器输出转换为二进制码。本发明所述转换系统通过增加比较阈值的方法，在不增加调制器数量的基础上可以显著提高系统的比特精度，使普通的电光调制器可以应用到光子模数转换系统中，结构简单、易于操作。
Description
技术领域
本发明涉及光通信的信号处理领域，具体涉及一种基于非对称数字编码方案提升比特精度的光子模数转换方法及系统。
背景技术
模数转换器件(ADC)是模拟传感器和数字信号处理系统之间不可或缺的桥梁。随着数字化技术的日臻完善，高速模数转换技术得到了广泛的研究。其在电子侦察、核武器监控、雷达通信、飞行器导航、数字化仪表、高精度电视以及医疗成像等国防和民用领域有着巨大的应用前景。近年来，随着数据采集，自动化检测水平等不断提升，对模数转换的各项性能(比特精度、采样速率等)都提出了更高的要求。然而当前的电子模数转换器由于受孔径抖动、判决准确度以及系统噪声等因素的限制，采样速率和系统有效比特精度非常有限。事实上，电子模数转换技术的发展步伐已经很难赶上高速发展中的数字集成电路和数字信号处理技术。最有可能解决这项难题的将是当今发展及其迅速的光子技术。超高速的模数转换技术，需要在极短时间内实现复杂信号处理功能，可以利用光信号处理高采样率、超低时间抖动、高带宽等优势来解决。
相对于电子ADC，光子ADC具有诸多优越性。首先，光子A/D转换能够实现更高的采样率。随着光子技术的迅速发展，利用成熟的光时分复用(OTDM)、波分复用(WDM)等复用技术可以获得100GS/s以上的采样速率。其次，由于作为信号采集器件的新型材料电光调制器不仅可以直接获取超过100GHz的采样信号带宽，还可以有效的对输入、输出信号进行隔离，屏蔽外界的电磁干扰，因此由光子技术实现的光子A/D转换，可以取得更为优越的抗电磁干扰性能。
早在1975年Taylor就提出了一种基于马赫曾德尔调制器(MZM)阵列的世界上首个光子模数转换方案。但该方案结构复杂精度有限，并未能获得任何实际应用。在Taylor的方案中，调制器阵列的半波电压呈几何级数减小，若系统的信道数达到3以上，则要求其中调制器最小的半波电压小于1V左右，这样的高速电光调制器至今还难以实现。为解决这一难题，瑞典的Stigwall提出一种基于空间光干涉的光量化方案。该方案通过多个光电探测器按一定的空间位置集成于一个芯片上，利用光干涉的原理实现移相光量化，但该结构需要复杂的器件工艺，技术上难于实现。在此基础上，浙江大学的微波光子学团队提出了调整MZM调制器的静态偏置电压实现移相光量化的方案，该方案由等半波电压的MZM级联阵列实现，解决了Stigwall方案中结构和操作复杂的难题，同时也避免了Taylor方案中电光调制器电极长度的几何级数增加，使得普通电光调制器就可用于ADC中。但移相光量化方案的不足之处在于码元利用率不高，对于一个N比特精度ADC，需要2N-1路通道来接收，而在Taylor方案中，实现相同比特精度的ADC只需要N路通道来接收。因此，通道数相同时移相光量化方案的比特精度比较低。
发明内容
本发明的目的在于解决传统移相光量化方案中比特精度较低的问题，采用一种改进型的SNS(对称数字系统)编码方案，提供一种结构简单、易集成、比特精度提升的光子模数转换系统及转换方法。
为实现上述技术目的，本发明采用的方案如下：
一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统，包括飞秒脉冲激光器、第一光分束器、第二光分束器、第一电光调制器、第二电光调制器、信号发生器、第一直流电源、第二直流电源、光电探测器阵列、比较器阵列和组合逻辑模块；所述的飞秒脉冲激光器与第一光分束器相连；第一光分束器的一个输出端、第一电光调制器、第二光分束器依次相连；第一光分束器的另一个输出端和第二电光调制器相连；第一电光调制器和第二电光调制器的射频口与信号发生器相连；第一电光调制器和第二电光调制器的直流偏置口分别与第一直流电源、第二直流电源相连；第二光分束器和第二电光调制器输出端都与光电探测器阵列相连；光电探测器阵列输出端与比较器阵列相连；比较器阵列输出端与组合逻辑模块相连。
一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换方法，包括如下步骤：
步骤一、飞秒脉冲激光器发出的采样光脉冲经过第一光分束器，分成两路并行的采样光脉冲源；
步骤二、两路采样光脉冲分别在第一电光调制器、第二电光调制器同时对模拟射频信号采样，使采样光脉冲携带有模拟信号的信息，得到两路输出光强；
步骤三、第一路输出经第二光分束器被分为K束光信号后与第二路输出的光信号经光电探测器阵列完成光电转换，后由比较器阵列作阈值判决。
步骤四、将比较器阵列的判决输出接入组合逻辑模块转换为二进制码。
对称数字系统是由一系列整数模Mi(i为系统中整数模个数)组成，对于每个Mi，由2Mi个整数组成一个对应的数组:[0,1,2,...Mi-1,Mi-1,...,2,1，0]。可以用该数组对任意给定的周期性对称波形进行编码，使得波形的周期对应于2Mi，数列中整数的大小对应于波形的幅度。利用此对称编码方案对系统编码时，系统中每一信道调制器的输出所连接的比较器个数为(Mi-1)。假定利用n个整数模，则该编码方案实现的量化级数为
从而系统比特精度
在所设计的改进型对称数字系统中，对于任意整数模，通过对其对应的数组增加一个整数的方法改变原对称特性。改变后的编码方案如下：整数模Mi产生的编码数组为[0,1,2,...Mi-1,Mi，Mi-1,...,2,1]。该方案中，对任意一整数模Mi，每一路信道调制器的输出连接Mi个比较器，通过调整静态偏置电压使第s个调制器的输出信号对应的静态相移分别为：
其中m表示整数模大小，n表示通道数量。此种改进方案系统实现的量化等级为M＝2m(n-1)，系统的比特精度为N＝log2[2m(n-1)]。
进一步的，在步骤二中，模拟射频信号是由信号发生器产生并同步输入到第一电光调制器和第二电光调制器。
进一步的，第一电光调制器和第二电光调制器的偏置电压由直流电源控制，通过调整调制器的静态偏置电压使两路输出信号的初始相位分别为
进一步的，所述第一电光调制器和第二电光调制器的输出光强为：
其中，Ii是输入光强，
为输入模拟信号Vs(t)引起的相移，
是静态偏置电压Vb引起的相移。
进一步的，其中步骤三中，第一路信道的输出采用上述改进型编码方案，第j个比较器的阈值设定为：
Vj∈{1,1/2,1/3,1/4,…1/m}，(1≤j≤K)。第二路信道中比较器的阈值设定为最大信号强度的一半。
相比于现有技术，本发明的有益效果为：
本发明提出的一种基于非对称数字编码方案来提升系统比特精度的光子模数转换系统，和传统光子模数转换系统相比，通过设定多个比较阈值，在不增加调制器数量的前提下可以有效提高模数转换系统的比特精度，简化了系统结构，降低了系统成本；同时所用调制器具有相同的半波电压，使得普通的电光调制器可以应用到模数转换系统中，简化了系统的实现；此外，通过调整调制器的半波电压实现移相光量化，简化了系统操作，提升了系统的扩展性和集成度。
附图说明
图1是本发明提出的一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统的结构示意图。
图2是本发明提供的一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统的量化编码原理图。
图中：1、飞秒脉冲激光器，2、第一光分束器，3、第一电光调制器，4、信号发生器，5、第二电光调制器，6、第一直流电源，7、第二直流电源，8、第二光分束器，9、光电探测器阵列，10、比较器阵列，11、组合逻辑模块。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点比较清楚明白，以下结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
如图1所示，本发明提出的一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统，包括飞秒脉冲激光器1，第一光分束器2，第一电光调制器3，信号发生器4，第二电光调制器5，第一直流电源6，第二直流电源7，第二光分束器8，光电探测器阵列9，比较器阵列10，组合逻辑模块11；所述的飞秒脉冲激光器1与第一光分束器2相连；第一光分束器2的一个输出端与第一电光调制器3、第二光分束器8依次相连；第一光分束器2的另一个输出端与第二电光调制器5相连；第一电光调制器3和第二电光调制器5的射频口与信号发生器4相连；第一电光调制器3和第二电光调制器5的直流偏置口分别与第一直流电源6、第二直流电源7相连；第二光分束器8和第二电光调制器输出端都与光电探测器阵列9相连；光电探测器阵列9的输出端与比较器阵列10相连；比较器阵列10的输出端与组合逻辑模块11相连。
本发明所涉及的一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统的方法，具体如下：
如图1所示，我们以4比特两信道整数模为8的系统为例。
步骤一、由飞秒脉冲激光器1发出的采样光脉冲经过第一光分束器2后，分成两路并行的采样光脉冲源；
步骤二、两路采样光脉冲分别在第一电光调制器3、第二电光调制器5同时对模拟射频信号进行采样，使采样光脉冲携带有模拟信号的信息，得到两路输出光，两路输出光强为：
其中，Ii是输入光强，
为输入模拟信号Vs(t)引起的相移，
是静态偏置电压Vb引入的相移。根据静态相移计算公式
(其中m代表整数模大小，n代表通道数量)可得到第一路信号的静态相移。第一电光调制器和第二电光调制器的偏置电压由直流电源控制，通过调整调制器的静态偏置电压使两路输出信号的初始相位分别为
步骤三、第一路输出光信号经第二分束器8被分为8(整数模)束光信号，后与第二路的光信号经光电探测器阵列9进行光电转换，再由比较器阵列10作阈值判决。根据阈值计算公式
Vj∈{1,1/2,1/3,1/4,…1/m}(其中j代表比较器个数)，第一路信道中8个比较器的阈值应分别设定为：
并且把第二路中比较器的阈值设定为最大信号强度的一半。
步骤四、将比较器阵列10的判决输出接入组合逻辑模块11转换为二进制码。
图2表示两个信道的传递函数以及利用改进型SNS量化编码的过程。横坐标表示输入射频信号引入的相移，纵坐标表示输出光信号的强度，平行于横坐标的8条虚线分别表示第一路中8个比较器对应的比较阈值，平行于横坐标的实线表示第二路比较器的比较阈值。通过比较信号强度和比较器预先设定的阈值，第一路对应的输出为“1”的比较器个数为[01 2 3 4 5 6 7 8 7 6 5 4 3 2 1]，第二路输出为“1”的比较器个数为[0 0 0 0 0 0 0 01 1 1 1 1 1 1 1]。在一个信号周期内，通过该方法可分为16个量化等级，对应的编码为[00 10 20 30 40 50 60 70 81 71 61 51 41 31 21 11]，从而实现4比特精度。
本发明提出的一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统，和传统光子模数转换系统相比，通过设定多个比较阈值，在不增加调制器数量的前提下可以有效提高模数转换系统的比特精度，简化了系统结构，降低了系统成本；同时所用调制器具有相同的半波电压，使得普通的电光调制器可以应用到模数转换系统中，简化了系统的实现；此外，通过调整调制器的半波电压实现移相光量化，简化了系统操作，提升了系统的扩展性和集成度。
注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。
Claims (6)
1.一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换系统，其特征在于：包括飞秒脉冲激光器(1)、第一光分束器(2)、第一电光调制器(3)、第二电光调制器(5)、信号发生器(4)、第一直流电源(6)、第二直流电源(7)、第二光分束器(8)、光电探测器阵列(9)、比较器阵列(10)和组合逻辑模块(11)；
所述的飞秒脉冲激光器(1)与第一光分束器(2)相连；第一光分束器(2)的一个输出端与第一电光调制器(3)、第二光分束器(8)依次相连；第一光分束器(2)的另一个输出端与第二电光调制器(5)相连；
第一电光调制器(3)和第二电光调制器(5)的射频口与信号发生器(4)相连；第一电光调制器(3)和第二电光调制器(5)的直流偏置口分别与第一直流电源(6)、第二直流电源(7)相连；第二光分束器(8)与第二电光调制器(5)输出端均与光电探测器阵列(9)相连；光电探测器阵列(9)输出端与比较器阵列(10)相连；比较器阵列(10)输出端与组合逻辑模块(11)相连。
2.一种基于非对称数字编码方案的光子模数转换方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤一、由飞秒脉冲激光器(1)发出的采样光脉冲经过第一光分束器(2)，分成两路并行的采样光脉冲源；
步骤二、两路采样光脉冲分别在第一电光调制器(3)、第二电光调制器(5)上完成对模拟射频信号的采样，使采样光脉冲携带有模拟信号的信息，输出两路光信号；
步骤三、第一路输出光信号经第二光分束器(8)被分为K束光信号后与第二路输出的光信号经光电探测器阵列(9)完成光电转换，最后由比较器阵列(10)作阈值判决；
步骤四、比较器阵列(10)的判决输出连接组合逻辑模块(11)转换为二进制码。
3.根据权利要求2所述的基于非对称数字编码方案的光子模数转换方法，其特征在于：在步骤二中，模拟射频信号是由信号发生器(4)产生并同步输入到第一电光调制器(3)和第二电光调制器(5)。
4.根据权利要求2所述的基于非对称数字编码方案的光子模数转换方法，其特征在于：第一电光调制器(3)和第二电光调制器(5)的偏置电压由直流电源控制，通过调整两个调制器的静态偏置电压使两路输出信号的初始相位分别为
5.根据权利要求2所述的基于非对称数字编码方案的光子模数转换方法，其特征在于：所述第一电光调制器(3)和第二电光调制器(5)输出光强为：
其中Ii是输入光强，
为输入模拟信号Vs(t)引起的相移，
是静态偏置电压Vb引入的相移。
6.根据权利要求2所述的基于非对称数字编码方案的光子模数转换方法，其特征在于：步骤三中，第一路输出所对应第j个比较器的判决阈值设定为：
1≤j≤K；
第二路输出所对应比较器的阈值设定为其输入信号最大强度的一半。
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