CN109861648A - 一种用于免滤波数字d类功放的功率级误差校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法，该方法首先对免滤波数字D类功放BTL功率级的上下两个半桥分别构建由一阶连续时间积分器、电源噪声抑制器、电压比较器、半桥功率级以及反馈电阻组成的局部负反馈回路。然后构建由分压电阻以及隔直电容组成的电源噪声获取电路，把实时获取的功率级电源噪声输入到电源噪声抑制器中，在闭环负反馈回路校正功率级误差的同时，利用前馈技术进一步抑制功率级电源噪声对功放输出信号的影响。本发明所提供的方法可在不改变原有功放各个模块内部结构的情况下，完成对功率级误差的校正，且该方法实现简单，可移植性强，误差校正效果明显。

Description

一种用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法

技术领域

本发明涉及免滤波数字D类功放领域，尤其涉及一种用于免滤数字D类功放的功率级误差校正方法。

背景技术

数字D类功放由于具有高电源效率、易与数字音源接口、易于系统移植和不易受外界干扰等优势，日益受到关注。传统的数字D类功放通常由数字开关信号调制器、功率级和电感电容(LC)模拟低通滤波器组成，其中数字开关信号调制器多采用均匀采样脉冲宽度调制(Uniform-sampling Pulse Width Modulation，UPWM)技术实现，采用UPWM技术实现的数字开关信号调制器称为UPWM调制器。传统数字D类功放的LC低通滤波器占据了整个功放系统75％左右的体积，且耗费了大约30％的成本，这严重地阻碍了数字D类功放的便携化应用。免滤波数字D类功放是一种新型的数字 D类功放，其结构示意图如附图1所示，它通过特殊的调制技术可在无需LC低通滤波器的情况下驱动扬声器工作并保持高电源效率，满足数字音频设备微型化发展的需求。

对于免滤波数字D类功放，其功率级的非线性和非理想工作状态引入的误差，特别是功率级电源噪声引入的误差，严重地影响了功放的输出性能。尽管在功放桥接负载(Bridge-Tied-Load,BTL)功率级的上下两个半桥完全匹配时，功放的电源抑制比 (PowerSupply Rejection Ratio,PSRR)理论上可达到无穷大，但由电源噪声引起的电源互调失真(Power Supply induced Inter-Modulation Distortion,PS-IMD)仍然较大。针对该问题，目前的解决办法是采用全局负反馈、局部负反馈或预校正方法对功率级引入的误差进行校正。全局负反馈方法通过建立包含数字开关信号调制器和功率级的全局闭环负反馈回路将功放的输出信号引入到功放的输入端或数字开关信号调制器中进行校正，以达到校正功率级误差的目的，但需要使用额外的模数转换器(Analog to Digital Converter,ADC)，导致系统成本大幅增加(Mostert F,Schinkel D,Groothedde W, et al.A 5×80W 0.004％THD+N automotive multiphase class-D audio amplifier with integrated low-latency ΔΣ ADCs for digitized feedback after the output filter[C]//Proceedings of IEEE International Solid-State Circuits Conference.SanFrancisco, CA,USA,2017:86-87.)。局部负反馈方法通过构建仅包含功率级的局部闭环负反馈回路以校正功率级误差，该方法在保证系统稳定的情况下，对功率级电源噪声的抑制能力较弱(Cellier R,Pillonnet G,Abouchi N,et al.Analysis and design of ananalog control loop for digital input class D amplifiers[C]//Proceedings ofthe 18th IEEE International Conference on Electronics,Circuits,andSystems.Beirut,Lebanon,2011:105-108.)。预校正方法是将功率级电源噪声引入到数字开关信号调制器中进行预校正以校正功率级电源噪声引起的误差，该方法同样需要额外的ADC，且该方法只能对功率级电源噪声引起的误差进行校正(Yu Z Q,Wang F Q,Fan Y Y.Apower supply error correction method for single-ended digital audio class Damplifiers[J].International Journal of Electronics, 2016,103(12):2110-2124.)。综上所述，目前针对免滤波数字D类功放功率级的误差校正方法较少，且存在的数字D类功放功率级误差校正方法或实现成本较高，或对功率级电源误差的校正能力较弱。

发明内容

有鉴于现有技术的上述缺陷，本发明提供一种新的用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法，该方法的实现步骤为：

一种用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法，包括如下步骤：

第一步：对免滤波数字D类功放BTL功率级的上下两个半桥分别构建局部负反馈回路，两个局部负反馈回路均由一阶连续时间积分器、电源噪声抑制器、电压比较器、半桥功率级以及反馈电阻组成；

第二步：将BTL功率级上下两个半桥的输出信号V_{OUT_P}和V_{OUT_N}分别通过反馈电阻R_fp和R_fn反馈到各自局部负反馈回路的一阶连续时间积分器中，电阻R_fp与电阻R_fn的电阻值相等，该反馈信号与UPWM调制器的输出信号均连接到一阶连续时间积分器的反相输入端进行积分运算，以积累降幅后的功率级输出信号与UPWM调制器输出信号的误差；

第三步：构建由分压电阻以及隔直电容组成的电源噪声获取电路，该电源噪声获取电路对BTL功率级电源电压(V_BAT+V_N)利用电阻分压降幅得到其中， V_BAT为理想的BTL功率级供电电源电压，V_N为功率级电源噪声，G为常数，然后对利用隔直电容隔除直流分量后得到交流分量输出到电源噪声抑制器中；

第四步：构建由减法运算电路构成的电源噪声抑制器，将上一步中获取的V'_N以及第二步中一阶连续时间积分器的输出信号输入到该电源噪声抑制器中，该电源噪声抑制器对一阶连续时间积分器的输出信号和V'_N进行减法运算，以抑制功率级输出信号中由功率级电源噪声分量引起的失真；

第五步：把电源噪声抑制器的输出信号输入到电压比较器中与参考电压V_CM进行比较，以输出脉冲宽度调制信号，然后把该脉冲宽度调制信号输入到BTL功率级中，以校正BTL功率级引入的误差。

所述的第三步，电源噪声获取电路由电阻R₆、R₇和隔直电容C_s组成，该电源噪声获取电路首先利用电阻R₆和R₇对功放功率级电源电压 (V_BAT+V_N)进行分压得到降幅后的BTL功率级电源电压然后经过隔直电容C_s滤除降幅后功率级电源电压中的直流分量得到交流分量最后V'_N输入到电源噪声抑制器中进行进一步的处理。

所述的第四步，上半桥的电源噪声抑制器与下半桥的电源噪声抑制器结构相同，上半桥的电源噪声抑制器由运算放大器A₃和电阻R₁、R₂、R₃、R₄、R₅构成的减法运算电路组成，V'_N通过电阻R₄接在运算放大器A₃的反相输入端，运算放大器A₃的反相输入端通过电阻R₃接地，前级的一阶连续时间积分器输出信号V_A1通过电阻R₁接在运算放大器A₃的同相输入端，参考电压V_CM通过电阻R₂接在运算放大器A₃的同相输入端，运算放大器A₃的输出V_F1通过电阻R₅接在运算放大器A₃的反相输入端；R₁和R₂电阻值的选择是为从一阶连续时间积分器输出信号V_A1到电源噪声抑制器输出信号V_F1提供一个单位增益路径，以避免改变反馈回路的特性；V_A1、V_F1和V'_N之间的数学关系为：

从式(1)可知，V_F1由于包含有功率级电源噪声分量，其通过电压比较器和功率级后，可对功率级电源噪声引入的误差进行预校正，从而进一步抑制了功放输出信号中由功率级电源噪声分量造成的失真；下半桥的电源噪声抑制器由运算放大器A₄和电阻R'₁、R'₂、R'₃、R'₄、R'₅构成的减法运算电路组成，其中，运算放大器A₄与运算放大器A₃相同，电阻R'₁、R'₂、R'₃、R'₄、R'₅分别与上半桥的电阻R₁、R₂、R₃、R₄、 R₅的电阻值相等。

所述的第一步，上半桥的一阶连续时间积分器与下半桥的一阶连续时间积分器结构相同，上半桥的一阶连续时间积分器由运算放大器A₁、电阻R_ip与电容C₁组成， UPWM调制器的输出信号V_{IN_P}通过电阻R_ip接在运算放大器A₁的反相输入端，运算放大器A₁的输出V_A1通过电容C₁接在运算放大器A₁的反相输入端，参考电压V_CM直接接在运算放大器A₁的同相输入端，此外，上半桥功率级的输出V_{OUT_P}也通过反馈电阻R_fp接在运算放大器A₁的反相输入端；下半桥的一阶连续时间积分器由运算放大器A₂、电阻R_in与电容C₂组成，UPWM调制器的输出信号V_{IN_N}通过电阻R_in接在运算放大器 A₂的反相输入端，运算放大器A₂的输出V_A2通过电容C₂接在运算放大器A₂的反相输入端，参考电压V_CM直接接在运算放大器A₂的同相输入端，此外，下半桥功率级的输出V_{OUT_N}也通过反馈电阻R_fn接在运算放大器A₂的反相输入端，其中，运算放大器A₂与运算放大器A₁相同，电阻R_in与电阻R_ip的电阻值相等，电容C₂与电容C₁的电容值相等。

本发明与现有技术比较，具有以下优点：

1、本发明基于反馈和前馈技术通过在免滤波数字D类功放的UPWM调制器和 BTL功率级之间构造局部负反馈回路和电源噪声前馈通路实时调整功率级的输出信号，可在不改变原有免滤波数字D类功放各个模块内部结构的情况下，完成功率级误差的实时校正，实现简单，且可方便地应用于现有的纯开环结构的免滤波数字D类功放中。

2、本发明由于在构造功率级局部负反馈回路的基础上，添加了电源噪声前馈通路以进一步校正功率级电源噪声引起的误差，可基本消除功率级电源噪声对功放输出的影响，从而进一步提高了功放的输出性能。

附图说明

图1为免滤波数字D类功放结构示意图；

图2为本发明实施例的应用本发明所提供方法后的免滤波数字D类功放结构示意图；

图3为本发明实施例的误差校正模块与BTL功率级的电路结构示意图；

图4为图3中运算放大器的电路结构示意图；

图5为图3中电压比较器的电路结构示意图；

图6为本发明实施例的仿真系统示意图；

图7为图6的仿真系统在误差校正模块不使能时免滤波数字D类功放的输出频谱；

图8为图6的仿真系统在误差校正模块使能时免滤波数字D类功放的输出频谱；

图9为图6的仿真系统分别在误差校正模块使能和不使能的情况下，免滤波数字D类功放的PSRR随功率级电源噪声频率的变化情况；

图10为图6的仿真系统分别在误差校正模块使能和不使能的情况下，免滤波数字D类功放的PS-IMD随功率级电源噪声频率的变化情况。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

本发明提供了一种用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法。对附图1所示的免滤波数字D类功放应用本发明所提供的功率级误差校正方法后，其结构示意图如附图2所示。

对比附图1和附图2可知，应用本发明所提供的功率级误差校正方法后的免滤波数字D类功放相比原结构只增加了误差校正模块，且不改变原结构已有的各个模块，说明本发明提供的方法适用性和可移植性较强。

由附图2可知，本发明提供的功率级误差校正方法在实际应用中由误差校正模块实现。附图2中误差校正模块与BTL功率级的电路结构示意图如附图3所示。

由附图3可知，误差校正模块由连续时间积分器模块、电源噪声获取电路、电源噪声抑制器模块、电压比较器模块和反馈电阻构成。在附图3中，连续时间积分器模块、电源噪声抑制器模块、电压比较器模块、BTL功率级以及反馈电阻R_fp和R_fn构成了两个一阶局部闭环负反馈回路，该两个回路的作用是对功率级反馈的输出信号中包含的误差量进行实时补偿。此外，附图3中的电源噪声获取电路把实时获取的功率级电源噪声输入到两个负反馈回路的电源噪声抑制器中，利用前馈技术进一步抑制功率级电源噪声对功放输出信号的影响。

附图3中的连续时间积分器模块包含两个相同的一阶连续时间积分器，其中上半桥的一阶连续时间积分器由运算放大器A₁、电阻R_ip与电容C₁组成，UPWM调制器的输出信号V_{IN_P}通过电阻R_ip接在运算放大器A₁的反相输入端，运算放大器A₁的输出V_A1通过电容C₁接在运算放大器A₁的反相输入端，参考电压V_CM直接接在运算放大器A₁的同相输入端，此外，上半桥功率级的输出V_{OUT_P}也通过反馈电阻R_fp接在运算放大器A₁的反相输入端。下半桥的一阶连续时间积分器由运算放大器A₂、电阻R_in与电容C₂组成， UPWM调制器的输出信号V_{IN_N}通过电阻R_in接在运算放大器A₂的反相输入端，运算放大器A₂的输出V_A2通过电容C₂接在运算放大器A₂的反相输入端，参考电压V_CM直接接在运算放大器A₂的同相输入端，此外，下半桥功率级的输出V_{OUT_N}也通过反馈电阻R_fn接在运算放大器A₂的反相输入端，其中，运算放大器A₂与运算放大器A₁相同，电阻R_in与电阻R_ip的电阻值相等，电容C₂与电容C₁的电容值相等。运算放大器A₁和A₂的电路结构如附图4所示。在附图4中，V_DD为电源电压；V_b1、V_b2、V_b3和V_b4为运算放大器的偏置电压；V_o为运算放大器的输出信号；V_in1和V_in2为运算放大器的输入信号；C_m为米勒补偿电容；电阻R_m通过与C_m并联以改善运算放大器的稳定性；M₁～M₁₃均为MOS 管。运算放大器A₁和A₂的单位增益带宽和相位裕度都分别为13MHz和70.27°，且开环增益都为109.9dB，在100Hz处的PSRR都为95dB。UPWM调制器输出的两路UPWM 信号(V_{IN_P}和V_{IN_N})分别与上下两个半桥功率级的反馈信号一起输入到一阶连续时间积分器的反相输入端，使用负反馈技术校正该闭环回路中引入的误差。

附图3中的电源噪声获取电路由电阻R₆、R₇和隔直电容C_s组成，其作用是将BTL 功率级的电源噪声引入到电源噪声抑制器模块中进行处理。该电源噪声获取电路首先利用电阻R₆和R₇对功放功率级电源电压(V_BAT+V_N)进行分压得到降幅后的功率级电源电压然后经过隔直电容C_s滤除降幅后功率级电源电压中的直流分量得到交流分量最后V'_N输入到电源噪声抑制器模块中进行进一步的处理。

电源噪声抑制器模块由运算放大器A₃、A₄和外围电阻组成，其作用是对功放的功率级电源噪声进行预校正，以抑制功放输出信号中由功率级电源噪声分量造成的失真。电源噪声抑制器模块的上半桥部分与下半桥部分结构相同，上半桥的电源噪声抑制器由运算放大器A₃和电阻R₁、R₂、R₃、R₄、R₅构成的减法运算电路组成，V'_N通过电阻R₄接在运算放大器A₃的反相输入端，运算放大器A₃的反相输入端通过电阻R₃接地，前级的一阶连续时间积分器输出信号V_A1通过电阻R₁接在运算放大器A₃的同相输入端，参考电压V_CM通过电阻R₂接在运算放大器A₃的同相输入端，运算放大器A₃的输出V_F1通过电阻R₅接在运算放大器A₃的反相输入端。R₁和R₂电阻值的选择是为从一阶连续时间积分器输出信号V_A1到电源噪声抑制器输出信号V_F1提供一个单位增益路径，以避免改变反馈回路的特性。V_A1、V_F1和V'_N之间的数学关系为：

从式(1)可知，V_F1由于包含有功率级电源噪声分量，其通过电压比较器和功率级后，可对功率级电源噪声引入的误差进行预校正，从而进一步抑制了功放输出信号中由功率级电源噪声分量造成的失真。下半桥的电源噪声抑制器由运算放大器A₄和电阻R'₁、R'₂、R'₃、R'₄、R'₅构成的减法运算电路组成，其中，运算放大器A₄与运算放大器A₃相同，都采用如附图4所示的运算放大器的架构，运算放大器A₄和A₃的单位增益带宽和相位裕度都分别为10MHz和68°，电阻R'₁、R'₂、R'₃、R'₄、R'₅分别与上半桥的电阻R₁、R₂、R₃、R₄、R₅的电阻值相等。

附图3中电压比较器模块包含两个相同的电压比较器，这两个电压比较器的电路结构示意图都如附图5所示。在附图5中，V_in1,c和V_in2,c为电压比较器的输入信号；V_o,c为电压比较器的输出信号；M₁₄～M₂₈均为MOS管。在附图3中，电压比较器的作用是把电源噪声抑制器的输出信号与参考电压V_CM进行比较，以输出脉冲宽度调制信号。该脉冲宽度调制信号输入到BTL功率级，可让BTL功率级工作在开关状态的同时，对BTL功率级引入的误差进行校正，从而使功放达到较高的保真度。

搭建如附图6所示的免滤波数字D类功放仿真系统以验证本发明所提供的功率级误差校正方法的有益效果。该仿真系统采用Cadence和Matlab软件平台构建而成。在该仿真系统中，带误差校正模块的功率级的输入信号V_{IN_P}和V_{IN_N}为左增长双边沿 UPWM调制器生成的左增长双边沿UPWM信号，Cadence仿真所需要的两个UPWM 信号源由Matlab生成，采用0.35μm CMOS工艺在Cadence上进行带误差校正模块的功率级的设计和电路搭建，仿真条件为mos_tt工艺角，温度为27℃。功放的误差校正模块在5V直流电源电压下工作，即V_DD＝5V，而BTL功率级在10V直流电源电压下工作，即V_BAT＝10V，附图3中的V_CM为误差校正模块工作电压的一半，即V_CM＝2.5V，使用8Ω电阻作为BTL功率级的负载R_L。使用频率为200Hz、幅度为100mV(-40 dB)的正弦信号模拟叠加在BTL功率级电源上的电源噪声V_N。瞬态仿真的时间为42.7 ms，仿真输出波形以40.69ns(采样频率为24.576MHz)时间间隔采样导出。

在功放输入的测试信号为幅度-5dB、频率1kHz的单频正弦信号的情况下，当误差校正模块不使能时，该免滤波数字D类功放的输出频谱如附图7所示；当误差校正模块使能时，该免滤波数字D类功放的输出频谱如附图8所示。由附图7可知，由于功率级的非线性、非理想工作状态以及含有电源噪声，使误差校正模块不使能时的免滤波数字D类功放的输出频谱含有较高的本底噪声、谐波失真以及由输入信号与电源噪声产生的互调失真，从而造成功放的信噪比(Signal to Noise Rate,SNR)仅为58.6dB， PSRR仅为46.8dB，PS-IMD高达-45.8dB。而由附图8可知，因为误差校正模块使能，功放功率级非线性、非理想工作状态以及电源噪声引入的误差被实时校正，从而使功放的SNR提高到102.7dB，PSRR提高到84.3dB，PS-IMD降低到-96.2dB。

对比附图7和附图8可知，使用本发明所提供的功率级误差校正方法后，功放的SNR提高44.1dB，PSRR提高37.5dB，PS-IMD降低50.4dB，因此，本发明所提供的功率级误差校正方法可大幅降低由免滤波数字D类功放功率级误差对功放输出信号产生的失真，增强了功放的信号保真度。

附图9给出了分别在误差校正模块使能和不使能的情况下，免滤波数字D类功放的PSRR随功率级电源噪声频率的变化情况(功放输入为1kHz、-5dB的正弦信号，功率级电源噪声的幅度为-40dB)。

附图10给出了分别在误差校正模块使能和不使能的情况下，免滤波数字D类功放的PS-IMD随功率级电源噪声频率的变化情况(功放输入为1kHz、-5dB的正弦信号，功率级电源噪声的幅度为-40dB)。由附图9和附图10可知，免滤波数字D类功放采用本发明所提供的方法后，可大幅提高功放的PSRR，并大幅降低功放的PS-IMD。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法，其特征在于包括如下步骤：

第一步：对免滤波数字D类功放BTL功率级的上下两个半桥分别构建局部负反馈回路，两个局部负反馈回路均由一阶连续时间积分器、电源噪声抑制器、电压比较器、半桥功率级以及反馈电阻组成；

第二步：将BTL功率级上下两个半桥的输出信号V_{OUT_P}和V_{OUT_N}分别通过反馈电阻R_fp和R_fn反馈到各自局部负反馈回路的一阶连续时间积分器中，电阻R_fp与电阻R_fn的电阻值相等，该反馈信号与UPWM调制器的输出信号均连接到一阶连续时间积分器的反相输入端进行积分运算，以积累降幅后的功率级输出信号与UPWM调制器输出信号的误差；

第三步：构建由分压电阻以及隔直电容组成的电源噪声获取电路，该电源噪声获取电路对BTL功率级电源电压(V_BAT+V_N)利用电阻分压降幅得到其中，V_BAT为理想的BTL功率级供电电源电压，V_N为功率级电源噪声，G为常数，然后对利用隔直电容隔除直流分量后得到交流分量输出到电源噪声抑制器中；

第四步：构建由减法运算电路构成的电源噪声抑制器，将上一步中获取的V′_N以及第二步中一阶连续时间积分器的输出信号输入到该电源噪声抑制器中，该电源噪声抑制器对一阶连续时间积分器的输出信号和V′_N进行减法运算，以抑制功率级输出信号中由功率级电源噪声分量引起的失真；

第五步：把电源噪声抑制器的输出信号输入到电压比较器中与参考电压V_CM进行比较，以输出脉冲宽度调制信号，然后把该脉冲宽度调制信号输入到BTL功率级中，以校正BTL功率级引入的误差。

2.根据权利要求1所述的用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法，其特征在于：所述的第三步，电源噪声获取电路由电阻R₆、R₇和隔直电容C_s组成，该电源噪声获取电路首先利用电阻R₆和R₇对功放功率级电源电压(V_BAT+V_N)进行分压得到降幅后的BTL功率级电源电压然后经过隔直电容C_s滤除降幅后功率级电源电压中的直流分量得到交流分量最后V′_N输入到电源噪声抑制器中进行进一步的处理。

3.根据权利要求1所述的用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法，其特征在于：所述的第四步，上半桥的电源噪声抑制器与下半桥的电源噪声抑制器结构相同，上半桥的电源噪声抑制器由运算放大器A₃和电阻R₁、R₂、R₃、R₄、R₅构成的减法运算电路组成，V′_N通过电阻R₄接在运算放大器A₃的反相输入端，运算放大器A₃的反相输入端通过电阻R₃接地，前级的一阶连续时间积分器输出信号V_A1通过电阻R₁接在运算放大器A₃的同相输入端，参考电压V_CM通过电阻R₂接在运算放大器A₃的同相输入端，运算放大器A₃的输出V_F1通过电阻R₅接在运算放大器A₃的反相输入端；R₁和R₂电阻值的选择是为从一阶连续时间积分器输出信号V_A1到电源噪声抑制器输出信号V_F1提供一个单位增益路径，以避免改变反馈回路的特性；V_A1、V_F1和V′_N之间的数学关系为：

从式(1)可知，V_F1由于包含有功率级电源噪声分量，其通过电压比较器和功率级后，可对功率级电源噪声引入的误差进行预校正，从而进一步抑制了功放输出信号中由功率级电源噪声分量造成的失真；下半桥的电源噪声抑制器由运算放大器A₄和电阻R'₁、R'₂、R'₃、R'₄、R'₅构成的减法运算电路组成，其中，运算放大器A₄与运算放大器A₃相同，电阻R'₁、R'₂、R'₃、R'₄、R'₅分别与上半桥的电阻R₁、R₂、R₃、R₄、R₅的电阻值相等。

4.根据权利要求1所述的用于免滤波数字D类功放的功率级误差校正方法，其特征在于：所述的第一步，上半桥的一阶连续时间积分器与下半桥的一阶连续时间积分器结构相同，上半桥的一阶连续时间积分器由运算放大器A₁、电阻R_ip与电容C₁组成，UPWM调制器的输出信号V_{IN_P}通过电阻R_ip接在运算放大器A₁的反相输入端，运算放大器A₁的输出V_A1通过电容C₁接在运算放大器A₁的反相输入端，参考电压V_CM直接接在运算放大器A₁的同相输入端，此外，上半桥功率级的输出V_{OUT_P}也通过反馈电阻R_fp接在运算放大器A₁的反相输入端；下半桥的一阶连续时间积分器由运算放大器A₂、电阻R_in与电容C₂组成，UPWM调制器的输出信号V_{IN_N}通过电阻R_in接在运算放大器A₂的反相输入端，运算放大器A₂的输出V_A2通过电容C₂接在运算放大器A₂的反相输入端，参考电压V_CM直接接在运算放大器A₂的同相输入端，此外，下半桥功率级的输出V_{OUT_N}也通过反馈电阻R_fn接在运算放大器A₂的反相输入端，其中，运算放大器A₂与运算放大器A₁相同，电阻R_in与电阻R_ip的电阻值相等，电容C₂与电容C₁的电容值相等。