CN1098570A - 感应电动机的矢量控制设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种改进的感应电动机的矢量控 制设备。在矢量控制设备中，除法器(13)用于接收来 自次级磁通指令放大器(1₁)的激励指令 λ_2d*/M*，所述的放大器根据从速度检测器得出 的角频率ω_r输出λ_2d*/M*。除法器接收来自激 励电感M′补偿电路(12，12′)的激励电感变化量 A_Mn，使A_Mn被λ_2d*/M*除，使得到的输出值加 到一阶超前元件计算方框(1₂)，这样就得到感应电动 机初级电流d轴分量的目标值i_1d*。

Description

本发明涉及一种使用转差频率控制方法的用于速度可调的感应电动机的矢量控制设备。安装该矢量控制设备是用来补偿激励电感的变化。

曾提出过用于感应电动机的多种类型的矢量控制设备，其次级磁通和次级电流都被控制，且没有互相干扰。

如上所述的矢量控制方法，在三相感应电机的情况下，在二维正交d-q坐标系中（笛卡儿坐标系），电流和磁通量是当作矢量处理的，利用电源角频率，该坐标系的旋转速度与旋转磁场的速度相同，并且矢量计算的结果被转换成三相电源每一相的电流指令值。上述矢量控制在1992年8月4日公开的美国专利No.5，136，228中被举例说明。

但是，在以前提到的完成上述控制方法的感应电动机矢量设备中，由于没有考虑场控制，执行转差校正计算时激励电流i_1d不变来，即，i_1d＝λ_2d/M。因此，在场控制区域内，不能得到转差角频率的设定值的精确计算。感应电动机的激励电感M′随频率和激励电流而变化。因此，如果激励电感受常数比值M′/I₀（I₀激励电流）的控制，则准确的转矩控制是不可能的。尤其是在稳定输出的区域内，由于M′变化量很大，则稳定输出时转矩的准确性就可能减小。

虽然激励指令λ_2d＊/M＊在稳定的转矩范围内能被控制为不变，但在稳定的输出范围内被控制为与电动机角频率成反比。因此在稳定输出的范围内，激励电感M变化很大，在此场控制是由于感应电动机铁芯的磁饱和特性来完成的，而且转矩的准确性变差。

因此，本发明的主要目的是提供一种改进的感应电动机矢量控制设备，该设备靠在包括稳定输出范围的整个电动机的工作范围内补偿激励电感的变化，来实现转矩控制准确性的改进。

上述目的通过提供一种感应电动机矢量控制设备来实现，该设备包括：a）用于在感应电动机中，获得初级电流的d轴分量的一个目标值i_1d＊和q轴分量的一个目标值i_1q＊的第一装置，所述d和q轴是d-q坐标系（笛卡儿坐标系）的轴，次级磁通被设成参考轴，所述（d-q）坐标系是一个旋转坐标系，其旋转和感应电动机电源的角频率同步;b）第一坐标转换方框，其构造成用于根据得到的目标值i_1d＊和i_1q＊计算初级电流的γ轴分量的目标值i_1γ＊（＝I₁）和一个相位φ，所述γ轴和δ轴在γ-δ坐标系上，这两个坐标轴与d-q轴有一个tan^-1（i_1q＊和i_1d＊）的相位差，且初级电流I₁是参考轴;c）根据感应电机次级磁通的d轴分量的一个目标值λ_2d＊与激励电感的目标值M＊的比值（λ_2d＊/M＊）、第一坐标转换方框的目标值I₁和相位φ的计算结果，以及电源角频率的指令ω₀计算感应电动机初级电压的γ轴分量和δ轴分量的目标值V_1γ＊和V_1δ＊的第二装置;d）第二坐标转换方框，其构造成用于把感应电动机中初级电流的检测值转换成γ-δ坐标系中的γ轴分量i_1γ和δ轴分量i_1δ;以及e）转差角频率计算框，其构造成用于根据包括次级时间常数设定值的计算公式计算转差角频率，其中，所述第一装置包括一个一阶超前元件（first-order advance element）计算方框，其构造成用于接收根据感应电动机旋转角频率的次级磁通量d轴分量的目标值λ_2d＊被感应电动机的激励电感的目标值M＊除，再被激励电感M′的变化量除得到的值，以便获得目标值i_1d＊。

上述目的也可由一种矢量控制设备来实现，该设备包括：a）一个感应电动机;b）检测感应电动机旋转角频率ω_r的检测装置;c）次级磁指令放大装置，用于根据电机旋转角频率ω_r得出d轴分量的次级磁通的目标值与激励电感的目标值的比值λ_2d＊/M＊;d）一阶超前元件电路，该电路做如下计算：i_1d＊＝λ_2d＊/M＊（1+L₂＊/R₂＊·s），其中i_1d＊表示感应电动机中初级电流d轴分量目标值，L₂＊表示次级电感的目标值，R₂＊表示次级电阻的目标值，s表示微分算子;e）（d，q）-（γ-δ）坐标转换方框，其构造成用于接收i_1d＊和i_1q＊（感应电机中初级电流q轴分量目标值，所述d和q是在d-q坐标系中，该坐标系与电源角频率同步旋转，感应电动机次级磁通用作参考轴，以计算下述相位差φ，i_1γ，sinφ，和cosφ：tan^-1（i_1q＊/i_1d＊）＝ $\phi \sqrt{i{}_{\mathrm{ld}}}{*}^2\mathrm{+i}{}^{\prime }{}_{\mathrm{lq}}*{}^2{\mathrm{=I}}_1$ ，其中I₁表示感应电动机的初级电流，I₁在γ-δ坐标系的γ-δ轴中包括i_1γ＊分量和i_1δ＊分量，以初级电流I₁为参考轴;f）一个理想电压计算方框，其构造成用于作以下计算：

V_1γ＊＝R₁i_1γ＊+M²＊/L₂＊·ω_o·λ_2d＊/M＊·sinφ

V_1δ＊＝L_σω_oi_1γ＊M²＊/L₂＊·ω_o·λ_2d＊/M＊·cosφ

其中，ω₀表示电源角频率;

g）一个转差角频率计算方框，其构造成用于根据i_1q＊和λ_2d＊/M＊计算转差角频率ω_s＊;h）一个次级电阻R₂补偿放大装置，用于根据△V₁δ计算次级电阻变化量k，其中△V₁δ表示δ轴上初级电压V₁的误差电压;i）一个M′补偿器，其构造成用于根据方程：A_Mn＝△V₁δ_In/M²＊/L₂＊ω_on·λ_2d＊/M＊计算激励电感的一个变化量，其中△V₁δ_In表示无负载操作期间，在速度的测量点n的δ轴误差电压，ω₀表示在测量点n来自转差角频率计算方框的初级角频率;以及j）一个除法器，用于接收来自次级磁通指令放大器的λ_2d＊/M＊和来自M′补偿器的A_Mn，并完成一个除法，从而用激励电感的变化来被偿i_1d＊。

图1是以前提到的1992年8月4日授予的美国专利No.5，136，228所公开的感应电动机矢量控制装置的电路框图。

图2和图3是笛卡儿坐标系类型中的d-q坐标系中的矢量特性图，用于解释图1所示的感应电动机矢量控制系统的工作。

图4是感应电动机的一个等效电路的电路框图。

图5是说明初级角频率ω₀和激励电感M′之间的关系以及ω₀和激励指令之间的关系的特性图。

图6是根据本发明的感应电动机矢量控制设备的第一和第三最佳实施例的电路框图。

图7是根据本发明的感应电动机的第二个最佳实施例主要部分的电路框图。

图8是显示激励电感的数据变化的特性图。

图9是根据本发明的感应电动机矢量控制设备的第四个最佳实施例的电路框图。

图10是显示激励电感对激励指令的变化数据的特性图。

为了更好地理解本发明，下面将参考附图进行说明。

在解释感应电动机矢量控制设备的最佳实施例之前，将参考图1到5描述以前提出的感应电动机矢量控制设备。

在使用三相感应电动机的情况下，矢量控制的具体方法是，在二维正交d-q坐标系（笛卡儿坐标系）中，电流和磁通量被作为矢量处理，其中d-q坐标系以与电源角频率产生的旋转磁场相同的速度旋转，且矢量计算结果被转换成三相电源的每一相的电流指令值。

确切地说，d-q坐标系的电压方程表示如下：

其中，ω_s＝ω-ω_r·L_σ＝（L₁L₂-M²）/L₂

注意，V_1d，V_1q分别表示初级电压的d轴分量和q轴分量。

i_1d和i_1q分别表示初级电流的d轴分量和q轴分量。

λ_2d、λ_2q分别表示次级磁通量的d轴分量和q轴分量。

R₁和R₂分别表示初级电阻和次级电阻，L₁，L₂和M分别表示初级、次级和激励电感。

ω，ω_r、ω_s分别表示初级电流电源角频率，转子角频率，转差角频率，p表示d/dt。

注意，如果d轴在次级磁通矢量上作为λ_2d，则λ_2q自然为0，此时，λ_2d＝φ₂＝常数，i_2d＝0，i_2q＝i₂（次级电流），则电动机的转矩和磁通量之间的正交控制就能实现。

另一方面，次级磁通有下述关系：

如根据上述矢量控制条件i_2d＝0，则从公式（2）中得出λ_2q＝M_ild

另外，由于i_2q＝0，则i_1q＝-L₂/M·i_2q，且i_1q与转矩电流i_2q成比例。

接下来，根据矩阵方程（1）的第四行，可导出方程（3），且如果设定转差角频率的条件能从方程（3）导出，则转差角频率ω_s表示为：

$-\frac{R_2}{L_2}{\mathrm{M\; i}}_{\mathrm{1a}}\mathrm{+\omega }{}_S\lambda {}_{\mathrm{2d}}\mathrm{=0\; \dots \dots (3)\; \therefore \omega }{}_S=\frac{R_2}{L_2}·\frac{{\mathrm{Mi}}_{\mathrm{1a}}}{{\lambda }_{\mathrm{2d}}}=\frac{R_2}{L_2}·\frac{{\mathrm{Mi}}_{\mathrm{1a}}}{{\mathrm{Mi}}_{\mathrm{1d}}}=\frac{R_2}{L_2}·\frac{i_{\mathrm{1a}}}{i_{\mathrm{1d}}}\mathrm{\dots \dots (4)}$

上述方程（3）和（4）代表当次级磁通被控制时，与d轴一致的矢量控制条件。因此，为完成矢量控制，i_1d需设为λ₂d/M，并且在方程（4）中设定转差角频率ω_s也是需要的。

用于在方程（4）中计算转差角频率ω_S的次级电阻R₂，其阻值根据外界温度和转子自身的热量而变化。根据电动机的输出电压，可估算电阻R₂的变化量。这一变化量用于校正转差角频率ω_S的目标值，因而有必要补偿由于次级电阻的变化而产生的转动矩的变化。假设忽略次级电阻的变化量部分，这时转矩控制精度和转矩响应特性都要减小。如果变换器（inverter）的输出电压直接用于估算次级电阻R2的变化，则变换器的输出电压包括初级电阻R₁的变化分量。因此，作为用于估算次级电阻变化量的信号，希望该信号与初级电阻无关。

图1示出了以前曾提出的且在美国专利No.5，136，228中公开的安装在感应电动机上的矢量控制设备。

激励电流指令方框1用作接收和处理λ_2d＊/M＊以为i_1d提供一目标值i_1d＊，直到角频率ω_r大于其一值为止，还用作接收和处理λ_2d＊/M＊，以便当ω_r大于某一值时提供一个较小的i_1d＊。

注意，＊表示一个理想值或目标值。如果速度指令ω_r＊和ω_r的偏差通过速度放大器2变化到i_1q＊，则根据i_1d＊和i_1q＊可计算d-q轴上初级电压的理想值V_1d＊和V_1q＊，以完成由初级和次级电阻的变化引起的电压变化的校正，得出i_1d＊＝i_1d且i_1q＊＝i_1q。

比例积分放大器3₁控制i_1d＊＝i_1d得出△V_1d。另一个比例积分放大器3₂通过控制i_1d＊＝i_1d得出△V_1q。

△V_1d和△V_1q包括由于初级电阻和次级电阻变化产生的电压变化。因此，如果通过导出不包括由于初级电阻的变化产生的电压变化的分量来完成次级电阻变化的补偿，则该补偿就可能不受初级电阻的变化的影响。

假定旋转坐标的一个旋转坐标γ-δ轴安置有参考轴γ，该参考轴γ放在表示初级电流I₁的矢量上，则转差校正计算方框3₃导出δ轴上初级电流的变化△V_1δ。

△V_1δ项是在不包括初级电阻R₁的等式中表示出的，因此不接收初级电阻R₁的影响。

图2示出了初级电压变化量的矢量空间视图。

图3示出了d-q轴和γ-δ轴上电压和电流之间关系的矢量空间视图。

在图2和3中，V₁和E表示初级电压和次级电压，△V₁表示初级电压变化量，△V_1γ和△V_1δ表示初级电压变化量的γ轴分量和δ轴分量，φ表示γ轴和d轴之间的相位差，I₀表示激励电流，I₂表示电流的转矩分量。△V_1δ表示如下：

△V₁δ＝-△V_1d·sinφ+△V·1qcosφ……（5）

其中，cosφ＝I₀/I₁＝i_1d/i₁γ·sinφ＝I₂/I₁＝i_1q/i₁γ

然后，转差校正计算方框3₃根据△V_1δ计算较差角频率相应于次级电阻的变化的校正△ω_s。通过把由转差角频率计算方框3₄得出的ω_s＊与△ω_s相加，作为转差角频率的目标值，再加上转子角频率ω_r以提供初级电压角频率ω＝dθ/dt的目标值。

再参考图1，3₅表示极坐标转换方框，4₁表示PWM（脉宽调制）电路，4₂表示一个变换器，IM表示一个感应电动机，PP表示脉冲捡拾电路，4₃表示一个速度检测器。

（a）如上所述，初级电压变化量△V_1d和△V_1q分别包括初级电阻变化和次级电阻变化。因此，在图1所示的电路中，转差校正计算方框3₃计算△V_1δ，它不接受来自△V_1d和△V_1q的初级电阻变化的影响。并由△V_1δ计算出△ω_r。

（b）在完成场控制的情况下，λ_2d和i_1d的值存在方程（6）所示的关系，方程（6）是从方程（1）的第三行导出的。另外，由于λ_2q＝0，可得到方程（7）。

$-\frac{R_2}{L_2}{\mathrm{Mi}}_{\mathrm{1d}}\mathrm{+(}\frac{R_2}{L_2}{\mathrm{+P)\lambda }}_{\mathrm{2d}}\mathrm{-\omega }{}_s\lambda {}_{\mathrm{2a}}\mathrm{=0\; \dots \dots (6)\; i}{}_{\mathrm{1d}}=\frac{L_2}{R_2}·\frac{{\lambda }_{\mathrm{2d}}}{M}\mathrm{·\; (}\frac{R_2}{L_2}\mathrm{+P)=}\frac{{\lambda }_{\mathrm{2d}}}{M}\mathrm{(1+}\frac{L_2}{R_2}\mathrm{P)\; \dots \dots (7)}$

从方程（7）中可看到，一阶超前在场控制期间用于控制与次级磁通λ_2d的变化有关的i_1d。具体地说，当场指令λ_2d＊变化时，λ_2d≠Mi_1d。

但是，在以前提出的如图1所示的矢量控制设备中，由于没有考虑场控制，所以在激励电流i_1d为常数时，即i_1d＝λ_2d/M时，完成理论推导以执行转差校正计算。

因此，在场控制范围内，转差角频率的设定值不能准确得出。

图4示出了能应用矢量控制的感应电动机的等效电路。

激励电感M¹根据频率和激励电流而变化，以代表图5所示的特性。

这样，对于M′：I₀为常数，转矩的准确控制是不可能的。

尤其是如图5所示，M′在稳定输出范围的变化很大，而且在稳定输出范围，转矩的准确性减小。

虽然，激励指令λ_2d＊/M＊在图5所示的稳定转矩范围内被控制为常数，但在稳定输出范围内，λ_2d＊/M＊被控制为与电动机的转子角频率ω_r成反比，见图5。

因此，由于在稳定输出范围内在稳定输出范围内完成场控制的磁饱和特性，激励电感M′变化很大，所以转矩的准确性减小。

第一实施例

图6示出根据本发明的感应电动机矢量控制设备的第一最佳实施例。

注意，图6中引用的与图1相同的数字代表相同的元件。

在图6中，次级磁通指令放大器1₁用于根据从速度检测器4₃中得到的转子角频率ω_r输出λ_2d＊/M＊。

注意，当角频率ω_r超过某一门限值且落在场控制范围内时，次级磁通指令放大器1₁的输出λ_2d＊/M＊根据转子角频率ω_r而变小。

再参考图6，一阶超前电路1₂用于执行方程（7）的计算，即

i_1d＊＝λ_2d＊/M＊（1+L₂＊/R₂＊S）

s表示s面，且s＝σ+jω

在一阶超前电路1₂的下一级，第一坐标转换电路5₁提供用于计算i_1γ＊和d轴间相位差φ，在γ-δ坐标系中是i_1γ＊和γ轴间的相位差的函数，初级电流I₁作为参考轴，上述计算是根据来自一阶超前元件电路1₂的i_1d＊和来自相邻的加法器的i_1q＊进行的。

具体说，第一坐标转换电路5₁执行下列计算。

${\tan }^{\mathrm{-1}}{\mathrm{(i}}_{\mathrm{1q}}\mathrm{*/i}{}_{\mathrm{ld}}\mathrm{*)=\phi }\sqrt{\mathrm{(i}{}_{\mathrm{ld}}*{}^{{}^2}{\mathrm{+i}}_{\mathrm{1q\prime }}*{}^2)}{\mathrm{=I}}_1$

由虚线围住的理想电压计算方框5₂用于计算第一初级电压的目标值，即V_1γ＊和V₁δ＊，并由利用λ_2d＊/M＊和电源角频率ω₀的第一坐标转换电路5₁输出的sinφ，I和cosφ，执行下述方程（8）的计算。

再参阅图6，第二坐标转换电路6用于把三相初级电流的检测值i_u、i_w转换成γ-δ坐标系中的每个轴分量i_1γ、i_1δ。

在每个减法器中，每个轴分量i_1γ、i_1δ和相应地其目标值i_1γ＊、i_1δ＊（＝0）进行比较。

比较差的结果分别输入到PI（比例积分）放大器（γ轴ACR）7，8（δ轴ACR）。

PI的放大值△V_1γ′和△V₁δ′从PI放大器7，8输出△V_1γ被加到△V_1γ′＊，△V′₁δ被加到△V₁δ＊，得到V₁δ和V₁λ提供给PWM空载时间补偿器15。

图6中，转差角频率计算方框3₄用于接收来自激励电流指令放大器1₁的λ_2d＊/M＊和来自速度放大器2的i_1q＊，并得出转差角频率ω_s＊。

注意，图6所示的电路可由计算机系统完成，因此转差角频率ω_s＊能从下面得出：

包括次级电阻变化量k和转差角频率ω_s＊的一系列计算操作是根据其时钟信号实时进行的，在（n-1）次转差角频率计算方框3₄得到的次级电阻是第n次计算的设定值。

假定第n次计算中得出的k和R₂分别由K_n、R_2n表示。

当以前的设定值R₂＊设定为R_2n的初始值R₂₀时，一次到n次的计算如下：

第1次

R₂₁＝（1+K₁）·R₂₀＝（1+K₁）·R₂＊

第2次

R₂₂＝（1+K₂）·R₂₁＝（1+K₂）·（1+K₁）·R₂＊

第n阶次

R_2n＝（1+K_n）·R_2-（n-1）＝（1+K_n）（1+K_n-1）…（1+K₁）·R₂＊

因此，如果在第n次计算中得出的ωs表示为ω_sn，则ω_sn可表示为：

ω_sn＝（1+K）·ω_s（n-1）…（9）

这样ω_sn可由k_n由方程19导出，ω_s（n-1）可从存在存储器区域中的第（n-1）次计算得出。

在这种情况下，初始值ω_s1可由下列方程得出：

ω_s1＝（1+K₁）·R₂＊1/L₂＊·i_1q＊/（λ_2d＊/M＊）

这样得到的ω_S加到感应电动机IM的转子角频率的检测值ω_r中。相加后的值ω₀作为电源角频率的目标值。相加后的值ω₀提供给1/s微分器，并通过一个加法器提供给PWM空载时间（dead time）补偿电路13和3φ-γδ坐标转换器6。

参看图6，次级电阻变化量放大器（变化量补偿电路）10输出的次级电阻变化量k和转差角频率计算方框3₄的输出ω_s＊相加。乘法器11接收ω_s＊和k。

如上所述，即使ω_s＊变化，由于次级电阻变化量k是从次级电阻变化量补偿电路10中得到的，所以，次级电阻变化量放大器10的放大器输出k也可以是常数。

因此，即使ω_s＊随转矩电流指令i_1q＊和激励电流指令λ_2d＊/M＊的变化而剧烈变化，次级电阻补偿的响应也变得良好。

提供M′补偿电路12用于补偿激励电感M′。

该电路12用于在无负载工作期间，在整个工作范围内把电动机IM的速度设置成几个点（例如，IM的工作在从1/20·N_max-N_max的20点上完成。N_max表示最大旋转频率）。

在每个要测量的点上，测量△V₁δ_n或△V₁δ_1n（n表示与每个测量点相应的数据号），并从方程（10）中得出激励电感变化量A_Mn。

在上述方程（10）中，△V₁δ_n表示在测量点n处δ轴上的误差电压，ω_0n表示在测量点n的初级角频率。激励电感变化量A_Mn用于从方程（11）中得出激励电感M′_n＊。

${\mathrm{M\prime *}}_n\mathrm{=(}\frac{{\mathrm{M*}}^2}{L_2*}{)}_n\mathrm{=(1+A}{}_{\mathrm{Mn}}\mathrm{)\; ·}\frac{{\mathrm{M*}}^2}{L_2*}\mathrm{\dots (11)}$

在方程（11）中，M²＊/I₂＊表示激励电感M′＊的初始设定值。

使用初始设定值M′＊，作出M＊的变化点数据，在点数据之间用直线插值。

接下来，由理想电压计算方框5₂，使用得出的M′＊完成方程（12）的理想电压计算。

如果激励指令λ_2d0＊/M＊的M＊由M′＊来代替，并进行计算M＊，激励指令也随激励电感的变化做相应的变化。这样，次级磁通λ_2d的准确控制就能实现，因此，整个工作范围内的转矩控制精度就能提高。

当激励电感用在无负载操作期间测得的激励电感变化量数据A_Mn补偿时，有必要补偿激励电感设定值M′＊（＝M＊²/L₂＊）和激励指令λ_2d＊/M＊（相当于M′＊）中的M＊。当在方程（8）中计算V₁δ＊和V₁δ＊时，需要计算出M＊×λ_2d＊/M＊。

但是，由于M＊×λ_2d＊/M＊＝M′×λ_2d＊/M＊，因为M′＊/M＊的存在，M′变化的影响被等效补偿。

另外，转差角频率ω_s＊的计算如下：

${\omega }_S\mathrm{*=}\frac{{\mathrm{R\prime }}_2*}{\mathrm{M\prime *}}·\frac{i_{\mathrm{1q}}*}{{\lambda }_{\mathrm{2d}}\mathrm{*/M*}}\mathrm{\dots \dots (13)}$

注意，R₂′＝（M/L₂）²R₂，M′＝M²/L₂。

M′＊/M＊项出现在ω_s＊的计算方程（13）中。

因此，M′的变化的影响以与上述相同的方式被等效补偿。

M′变化量的补偿可仅被部分执行，其中激励电流指令i_1d＊被计算。

因此，再参看图6，如果来自M′补偿电路12的激励电感变化量A_Mn和来自速度放大器1₁的λ_2d＊/M＊通过除法13器相除，结果输入一阶超前电路12，则M′变化量的影响能够被补偿。

第二实施例

图8示出了感应电动机矢量控制装置的第二个最佳实施例。

当一阶超前元件计算方框1₂没有计算M′补偿时，利用方程（14）计算i_1d＊。i_1d＊＝λ_2d＊/M＊×（1+S·M′＊/R₂′＊） ……（14）

从方程（14）中注意到，λ_2d＊/M＊×M′＊以方程（14）中附带s的微分项形式出现。这样，如象方程（13）中的ω_s＊那样，一阶超前元件的微分时间常数项除去了M′变化量的影响。

如图7所示的电路能够实现上述M′变化量的消除。换句话说，一阶超前微分项不需要M′补偿。

方程（15）表示了图7中的i_1d＊。

$i_{\mathrm{1a}}\mathrm{*=(}\frac{{\lambda }_{\mathrm{2a}}*}{\mathrm{M*}}\mathrm{)\; ·}\frac{1}{A_{\mathrm{Mn}}}\mathrm{+S\; ·}\frac{\mathrm{M\prime *}}{R^{\prime }{}_2*}·\frac{{\lambda }_{\mathrm{2a}}*}{\mathrm{M*}}\mathrm{\dots \dots (15)}$

第三实施例

图6以与第一实施相同的方式示出了感应电动机矢量控制设备的第三个最佳实施例。

图6所示的第三个实施例用于在完成图6的铁芯损耗补偿的情况下进行M′变化量补偿。

即，由于铁芯损耗补偿电流I_RM由下式给出：

I_RM＝R_m＊/M＊×λ_2d＊/M＊×1/ω₀

就可接收到M′变化量的影响。为了避免M′变化量的影响，激励电感A_Mn要给定为铁芯损耗补偿电路14的R_n＊/M＊项。

上述补偿计算给出如下：

$T_{\mathrm{RM}}=\frac{R_m*}{\mathrm{M*}}·\frac{1}{A_{\mathrm{Mn}}}\times \frac{{\lambda }_{\mathrm{2a}}*}{\mathrm{M*}}·\frac{1}{A_{\mathrm{Mn}}}\times \frac{1}{{\omega }_0}$

参看图6，PWM空载时间补偿电路15和PWM变换器相邻接。

标为15的电路用1992年8月4日批准的美国专利No.5，136，228简单表示，在所述美国专利中的标号为41（该美国专利这里用作对比文件）。

第四实施例

图9示出了根据本发明的感应电动机矢量控制设备的第四个最佳实施例。

在第一、二、三实施例中，即使考虑到稳定转矩范围内激励电感M′发生微小变化出现在转差角频率，和一阶角频率（输出频率）ω₀相关的M′的变化数据要被测量，以补偿M′的变化。

但是，为了实行拉力恒定控制，需要适用于钢生产线（steel assembly line）的绕线机实行与DC电动机同样的控制。换句话说，初级电流（转矩电流）的目标值i_1q＊被设定为拉力指令，缠绕线圈数增加的补偿借助激励指令λ_2d＊/M＊来完成。

此时，激励指令的变化与缠绕线圈的直径成比例。在这种情况下，由于激励指令是根据缠绕线圈的直径来决定的，而不是由频率决定的，当M′变化数据（或A_Mn变化数据）构成与激励指令相关的变化数据表时，补偿处理就变得很容易。

在第四个实施例中，在无负载操作期间，电动机的速度设定为稳定输出范围内的几个点，在速度的每个测量点，测量△V_1δn，以从方程（10）中得出激励电感变化量A_Mn。

这一变化量在激励指令的数据表中被格式化（在稳定输出范围内，激励指令为λ_2d＊/M＊∞1/ω_r）。

注意，该电路与来自第一到第三实施例的电路结构的差别是根据激励指令值的补偿电路12′。

如图10所示，得到的数据A_Mn利用M′补偿电路12′在数据表中格式化，A_Mn是根据激励指令值，通过数据（测量点）间的直线插值得出的。

如上所述，在根据本发明的感应电机矢量控制设备中，在整个工作范围内的激励电感变化量补偿被完成，致使实现了转矩控制精度的提高。

为了实行拉力恒定控制，激励指令的变化与绕线圈的直径成比例，并且能进一步提高转矩控制精度。

根据本发明能实现各种效果。

值得本领域技术人员注意的是，前述说明构成了最佳实施例，各种变化和修改都不能超出由所附权利要求书限定的本发明范围。

Claims (14)

1、一种感应电动机矢量控制设备，包括：

a)第一装置，用于得到感应电动机的初级电流d轴分量的目标值i_ld*和q轴分量的目标值i_lq*，所述d和q轴是笛卡儿坐标系的(d-q)坐标系中的轴，次级磁通被设为参考轴，且所述(d-q)坐标系是一个旋转坐标系，其旋转与感应电动机的电源角频率同步。

b)第一坐标转换方框，其构成用于根据得到的目标值i_ld*和i_lq*计算初级电流γ轴分量的目标值i_lγ*(=I_l)和相位φ，所述γ轴和δ轴在γ-δ坐标系上，该坐标系与d-q坐标轴有tan^-1(i_lq*/i_ld*)的相位差，且初级电流I₁用作参考轴；

c)第二装置，用于根据感应电动机次级磁通d轴分量的目标值λ_2d*与激励电感的目标值M*的比值(λ_2d*/M*)，第一坐标转换方框的目标值I₁和相位φ的计算结果，以及电源角频率的指令值ω₀计算感应电动机初级电压γ轴分量的目标值V_1γ*和δ轴分量的目标值V_1δ*；

d)第二坐标转换方框，其构造成用于把感应电动机初级电流的检测值转换成γ-δ坐标系每个γ轴和δ轴的分量i_1γ和i_1δ；以及

c)转差角频率计算方框，其构造成用于根据包括次级时间常数设定值的计算公式计算转差角频率，其中所述第一装置包括一个一阶超前元件计算方框，其构成用于接收根据感应电动机的转子角频率得到的次级磁通d轴分量的目标值λ_2d*被感应电动机激励电感的目标值M*除，再被激励电感M′的变化量除所得的结果，以便求出i_ld*的目标值。

2、一个如权利要求1所述的感应电动机矢量控制设备，其中所述第一装置导出目标值i_1d＊如下：

$i_{\mathrm{1a}}\mathrm{*=(}\frac{{\lambda }_{\mathrm{2a}}*}{\mathrm{M*}}\mathrm{)\; ·}\frac{1}{A_{\mathrm{Mn}}}\mathrm{+S\; ·}\frac{\mathrm{M\prime *}}{R_2\mathrm{\prime *}}·\frac{{\lambda }_{\mathrm{2a}}*}{\mathrm{M*}}$

其中，A_Mn＝△V₁δIn/M²＊/L₂＊·ω_on·λ_2d＊/M＊，△V₁δ_n表示在测量点n上δ轴的误差电压，ω_on表示在测量点n上δ轴的误差电压，ω_on表示在测量n的初级角频率。

3、如权利要求1所述的感应电动机矢量控制设备，进一步包括一个铁芯损耗补偿电路，其构造成用于计算根据感应电动机转子角频率的次级磁通的d轴分量的目标值λ_2d＊被激励电感的目标值M＊和激励电感的变化量除而得到的值，以便把计算出的铁芯损耗补偿电路的输出和i_1q＊相加，作为转矩指令i_1q＊输入第一坐标转换方框。

4、根据权利要求2所述的感应电动机矢量控制设备，其中所述激励电感M′在与初级角频率ω₀相关的数据表中格式化。

5、根据权利要求4所述的感应电动机矢量控制设备，所述激励电感变化量A_Mn在与激励指令λ_2d＊/M＊相关的数据表中格式化。

6、根据权利要求5所述的感应电动机矢量控制设备，其中所述一阶超前元件计算方框接收激励指令λ_2d＊/M＊与数据表中格式化的激励电感变化量A_nn的除法值，并输出该初级电流目标值i_1q＊的除法值。

7、根据权利要求5所述的感应电动机矢量控制设备，所述第一装置通过用数据表中格式化的激励电感变化量A_Mn除激励指令λ_2d＊/M＊，并把所得的相除后的值加入一阶超前元件计算方框的微分项，从而得出初级电流的目标值i_1q＊。

8、根据权利要求5所述的感应电动机矢量控制设备，其中所述铁芯损耗补偿电路接收激励指令λ_2d＊/M＊和数据表中格式化的激励电感变化量A_Mn，并通过把得到的输出加到初级电流的目标值i_1q＊来计算转矩指令i_1q′＊。

9、一种矢量控制设备包括：

a）一个感应电动机;

b）检测装置，用于检测感应电动机的转子角频率ω_r

c）次级磁通指令放大装置，用于根据转子角频率ω_r，得出次级磁通目标值的d轴分量与激励电感的目标值的比值λ_2d＊/M＊;

d）一阶超前元件电路，计算如下：

i_1d＊＝λ_2d＊/M＊（1+L₂＊/R₂＊S）

其中，i_1d＊表示感应电动机中初级电流d轴分量目标值，L₂＊表示次级电感的目标值，R₂＊表示次级电阻的目标值，S表示微分算子;

e）（d-q）到（γ-δ）坐标转换方框，其构造成用于接收i_1d＊和i_1q＊（感应电动机中初级电流q轴分量目标值），所述d和q在d-q坐标系中，该坐标系以电源角频率同步旋转，感应电动机的次级磁通用作参考轴，以计算下列相位差φ，i_1γ＊，sinφ和cosφ：

tan^-1（i_1q′＊/i_1d＊）＝φ，

$\sqrt{i{}_{\mathrm{ld}}*{}^2{\mathrm{+1}}_{\mathrm{lq\prime }}*{}^2}{\mathrm{=I}}_1$

其中，I₁表示感应电动机的初级电流，I₁在以初级电流I₁作参考轴的γ-δ坐标系中包括i_1γ＊分量和i_1δ＊分量;

f）理想电压计算方框，其构造成用于作如下计算：

V_1γ＊＝R₁i_1γ＊+M²＊/L₂＊·ωo·λ2d＊/M＊·sinφ

V_1δ＊＝L_σω₀i_1γ＊M²＊/L₂＊·ωo·λ2d＊/M＊·cosφ

其中，ω₀表示电源角频率;

g）转差角频率计算方框，其构造成用于根据i_1q＊和λ_2d＊/M＊计算转差角频率ω_s＊;

h）次级电阻R₂补偿放大装置，用于根据△V₁δ计算次级电阻变化量k，其中△V₁δ表示δ轴上初级电压V₁的误差电压;

i）M′补偿器，其构造成用于根据以下方程计算激励电感的变化量：

A_Mn＝△V₁δIn/M²＊/L₂＊·ωon·λ_2d＊/M＊

其中，△V₁δ_In表示在无负载操作期间在速度的测量点n的δ轴误差电压，ω₀表示在测量点n来自转差角频率计算方框的初级角频率;

j）除法器，接收来自次级磁通指令放大器的λ_2d＊/M＊和来自M′补偿器的A_Mn，并执行除法，从而以激励电感的变化量补偿i_1d＊。

10、根据权利要求9所述的矢量控制设备，其中所述转差角频率电路计算ω_s＊如下：

ω_S＊＝R′₂＊/M′＊·i_1q＊/a 2d＊/M＊

其中，R′₂＝（M/L₂）²·R₂，M′＝M²/L₂

11、根据权利要求9所述的矢量控制设备，其中所述一阶超前元件电路计算

i_1d＊＝λ_2d＊/M＊×（1+S·M′＊/R′₂＊）

12、根据权利要求11所述的矢量控制设备，其中所述一阶超元素电路计算

i_1d＊＝（λ_2d＊/M＊）·1/A_Mn+S·M′＊/R′₂＊·λ

13、根据权利要求12所述的矢量控制设备，还包括铁芯损耗补偿器，其构造成用于计算铁芯损耗补偿，公式如下：

T_RM＝R_m＊/M＊×1/A_Mn×λ_2d＊/M＊×1/A_Mn×1/ω₀

14、根据权利要求13所述的矢量控制设备，其中所述转差角频率计算框的计算如下：

ω_sn＝（1+K_n）·ω_s（n-1）

其中，ω_sn被导出作为ω_s与检测到的转子角频率ω_r相加，从而得到ω₀，ω₀是电源角频率的目标值，并被提供给M′补偿器和铁芯损耗补偿器。

Images