CN109787529A - 用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制系统及方法，涉及电机控制技术领域，为解决现有方案缺少防过压控制器参数且需要电机参数，导致控制系统不稳定和可移植性差的问题；方法为对电流指令i_sref判断，i_sref>0，MTPA运行模式，获取i_sref在MPTA运行模式轨迹上的角度θ_M；i_sref≤0，再生制动模式，通过dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d得到dⁱ轴电压差Δuⁱ _d经比例积分运算得到i_sref在再生制动模式时的标准角度θ_B；将得到的角度赋值给电流角度θ，并得到sinθ和cosθ，将sinθ和cosθ反馈至原驱动系统中；本发明用于电机驱动系统中解决过压现象。

Description

用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制系统及 方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，特别是涉及无电解电容永磁同步电机系统中的防过压控 制技术。

背景技术

永磁同步电机有着高功率密度、高转矩密度、低成本的优势，其在工业和家电领域有着 越来越多的应用。传统的电机驱动拓扑中，在其直流侧往往使用大容值铝电解电容以保证直 流母线电压的稳定。但是铝电解电容受环境温度和电流纹波影响较大，当环境温度为105℃ 时，温度每上升10℃，铝电解电容寿命将减半；据统计，在电力电子系统中，约60％的故障 为铝电解电容的造成。相比于铝电解电容，薄膜电容更适用于电力电子系统，采用薄膜电容 能显著提升电机驱动系统的可靠性、提升网侧功率因数、降低系统成本。将直流侧铝电解电 容换成薄膜电容的电机驱动系统，称之为无电解电容电机驱动系统。

无电解电容永磁同步电机驱动系统主要由二极管不控整流桥、小容值薄膜电容、三相电 压型逆变器、永磁同步电机构成。永磁同步电机运行时会在MTPA运行模式和再生制动模式 之间切换，当电机运行于再生制动模式时，由于薄膜电容的容值较小，储存能量能力较弱， 不具有稳压作用，能量回馈到直流侧会导致直流侧过电压现象。在工业应用领域，永磁同步 电机的转子速度下降速率和负载转矩减小的斜率受到严格的限制。因此研究无电解电容永磁 同步电机驱动系统防过压控制策略具有重要意义。

现有技术中，2001年Jinsheng Jiang和Joachim Holtz在IEEE Trans.Ind.Appl.期刊Sept.-Oct 刊的37卷5号,1299-1306页上发表的标题名称为“An Efficient BrakingMethod for Controlled AC Drives With a Diode Rectifier Front End(一种针对采用二极管整流前端的交流电机驱动系 统的有效制动方法)”的文章中提出了一种基于系统损耗的防过压控制策略，但是由于缺少防 过压控制器参数，控制系统稳定性受到电机运行状态的影响；

2006年M.Hinkkanen和J.Luomi在IEEE Trans.Ind.Appl.期刊Sept.-Oct.刊的42卷5号, 1257-1263页上发表的标题名称为“Braking Scheme for Vector-ControlledInduction Motor Drives Equipped With Diode Rectifier Without Braking Resistor(采用二极管整流器的矢量控制异步电 机驱动系统无制动电阻制动方案)”的文章中提供了通过限制q轴电流边界实现了制动过程中 的防过压控制，但是q轴电流边界的整定含有电机参数；由于电机型号的不同导致该方法可 移植性较差。

因此现有防过压的控制方案具备如下缺陷：1.由于缺少防过压控制器参数，导致控制系 统稳定性较差；2.控制过程中需要电机参数，导致控制系统可移植性差。

发明内容

本发明旨在解决在无电解电容永磁同步电机驱动系统中电机运行在再生制动模式产生的 直流侧过压环境中，现有的防过压控制方案由于缺少防过压控制器参数，导致控制系统稳定 性较差；及在控制过程中需要电机参数，导致控制系统可移植性差的问题。

为解决上述问题，技术方案如下：

本发明提供了用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制系统，防过压控制系 统包括五号减法运算单元201、比例积分运算单元202、MTPA运算单元203、余弦函数运算 单元204、正弦函数运算单元205和角度选择单元206；

角度选择单元206用于采集电流指令i_sref，电流指令i_sref为无电解电容永磁同步电机驱动 系统中速度调节器102的输出信号，

五号减法运算单元201用于采集dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d，dⁱ轴电压指令 u^i* _d为无电解电容永磁同步电机驱动系统中定向坐标变换单元108的一个输出信号，dⁱ轴电压 边界uⁱ _dref为固定值，

五号减法运算单元201的减法信号输出端与比例积分运算单元202的减法信号输入端连 接，

比例积分运算单元202的比例积分信号输出端与角度选择单元206的比例积分信号输入 端连接，

MTPA运算单元203的MTPA信号输出端与角度选择单元206的MTPA信号输入端连接，角度选择单元206的角度信号输出端分别与余弦函数运算单元204和正弦函数运算单元205的角度信号输入端连接，

余弦函数运算单元204的余弦信号输出端与无电解电容永磁同步电机驱动系统中的一号 乘法运算单元103的一个乘法信号输入端连接，

正弦函数运算单元205的正弦信号输出端与无电解电容永磁同步电机驱动系统中的二号 乘法运算单元105的一个乘法信号输入端连接。

本发明提供了用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制方法，防过压控制方 法步骤如下，

步骤S1：

采集无电解电容永磁同步电机驱动系统中速度调节器102输出的电流指令i_sref，

对电流指令i_sref进行判断，

若电流指令i_sref>0，执行步骤S2；

若电流指令i_sref≤0，执行步骤S3；

步骤S2：

将电流指令i_sref在MPTA运行模式轨迹上的标准角度θ_M作为电流角度θ，

执行步骤S4；

步骤S3：

采集给定的dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和无电解电容永磁同步电机驱动系统中的dⁱ轴电压指令u^i* _d，

将dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d做差得到dⁱ轴电压差Δuⁱ _d，

对dⁱ轴电压差Δuⁱ _d进行比例积分运算获得电流指令i_sref在再生制动模式时的角度θ_B，

令电流角度θ＝θ_B，

执行步骤S4；

步骤S4：

对电流角度θ分别进行正弦和余弦运算得到正弦值sinθ和余弦值cosθ，

将正弦值sinθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的二号乘法运算单元105，

将余弦值cosθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的一号乘法运算单元103，

完成无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制；

本申请具有如下优势：1.本申请的防过压控制系统和防过压控制方法中的参数通过理论 整定获得，大大提升了系统的稳定性；2.本申请的防过压控制系统和防过压控制方法无需使 用电机参数，进而不需要根据使用的环境中的电机参数对系统或方法进行手动修正，降低了 工作难度，提高了工作效率，同时增强了实用性，提高了防过压控制系统和方法的可移植性， 使可移植性提升至100％，可适合任何电机型号的无电解电容永磁同步电机环境中。

附图说明

图1为本发明的防过压控制系统应用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的原理框图；

图2为本发明的防过压控制系统的原理框图；

图3为本发明的防过压控制方法的流程框图；

图4为电机空载运行，采用了本发明防过压控制系统及方法时电机转速从900r/min降 到100r/min的波形图；

图5为当电机转速为900r/min时，采用了本发明防过压控制系统及方法时电机负载从 100％额定值降到0N.m的波形图。

图中：101.一号减法运算单元；102.速度调节器；103.一号乘法运算单元；104.二号减法 运算单元；105.二号乘法运算单元；106.三号减法运算单元；107.电流调节器；108.定向坐标 变换单元；109.坐标变换单元；110.PWM调制单元；111.三相无电解电容驱动器；112.PMSM；113.编码器；114.Clarke变换单元；115.Park变换单元；116.锁相环PPL；117.四号减法运算单 元；118.转速位置计算单元；201.五号减法运算单元；202.比例积分运算单元；203.MTPA运 算单元；204.余弦函数运算单元；205.正弦函数运算单元；206.角度选择单元。

具体实施方式

应当理解到，尽管在下文中详细的说明了本发明的实施方式的示例性实现方案，但是所 公开的组成可以使用当前已知或者尚未存在的任何其它合适的技术来实现。因此，本发明绝 不应当仅限于在下文中描述的示例性实施方案，而是可以在随附权利要求及其等同方案的范 围内进行适当修改。现在将参照附图更加完全地描述本发明，附图中示出了本发明的示例性 实施方式。但是，本发明可按照更多不同的形式实现，并且不应该被理解为限制于这里阐述 的实施方式。相反，提供这些实施方式使得本公开变得彻底和完整，并将本发明的构思完全 传递给本领域技术人员。

具体实施方式一、下面结合图1-5说明本实施方式，本发明为解决在无电解电容永磁同 步电机驱动系统中电机运行在再生制动模式产生的直流侧过压环境中，现有的防过压控制方 案由于缺少防过压控制器参数，导致控制系统稳定性较差；及在控制过程中需要电机参数， 导致控制系统可移植性差的问题；

为解决上述问题，本发明提出用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制系统， 防过压控制系统包括五号减法运算单元201、比例积分运算单元202、MTPA运算单元203、 余弦函数运算单元204、正弦函数运算单元205和角度选择单元206；

角度选择单元206用于采集电流指令i_sref，电流指令i_sref为无电解电容永磁同步电机驱动 系统中速度调节器102的输出信号，

五号减法运算单元201用于采集dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d，dⁱ轴电压指令 u^i* _d为无电解电容永磁同步电机驱动系统中定向坐标变换单元108的一个输出信号，dⁱ轴电压 边界uⁱ _dref为固定值，

五号减法运算单元201的减法信号输出端与比例积分运算单元202的减法信号输入端连 接，

比例积分运算单元202的比例积分信号输出端与角度选择单元206的比例积分信号输入 端连接，

MTPA运算单元203的MTPA信号输出端与角度选择单元206的MTPA信号输入端连接，

角度选择单元206的角度信号输出端分别与余弦函数运算单元204和正弦函数运算单元 205的角度信号输入端连接，

余弦函数运算单元204的余弦信号输出端与无电解电容永磁同步电机驱动系统中的一号 乘法运算单元103的一个乘法信号输入端连接，

正弦函数运算单元205的正弦信号输出端与无电解电容永磁同步电机驱动系统中的二号 乘法运算单元105的一个乘法信号输入端连接；

图1所示，经过本发明优化后的无电解电容永磁同步电机的整体驱动系统主要由两部分 构成，一部分是矢量控制部分即原无电解电容永磁同步电机驱动系统，也就是权利要求中提 及的无电解电容永磁同步电机驱动系统，另一部分为防过压控制系统，

图1中ω_e ^*为转速指令，ω_e为实际转速，Δω_e为转速差，i_sref为电流指令，i_d ^*为d轴电流 指令，i_q ^*为q轴电流指令，i_a为实际A相电流，i_b为实际B相电流，i_c为实际C相电流，i_α为实际α轴电流，i_β为实际β轴电流，i_d为实际d轴电流，i_q为实际q轴电流，Δi_d为d轴电 流差，Δi_q为q轴电流差，u_d ^*为d轴电压指令，u_q ^*为q轴电压指令，u_α ^*为α轴电压指令，u_β ^*为β轴电压指令，uⁱ _dref为dⁱ轴电压边界，u^i* _d为dⁱ轴电压指令，Δuⁱ _d为dⁱ轴电压差，u^i* _q为qⁱ轴电压指令，θ为电流角度，θ_e为电机的电角度，θ_M为电流指令i_sref在MPTA运行模式轨迹 上的标准角度，θ_B为电流指令i_sref在再生制动模式时的角度，θ_i为定子电流在α、β轴上的角 度，θ_A为定子电流在d、q轴上的角度，P1为脉冲信号；

矢量控制部分包括一号减法运算单元101、速度调节器102、一号乘法运算单元103、二 号减法运算单元104、二号乘法运算单元105、三号减法运算单元106、电流调节器107、定 向坐标变换单元108、坐标变换单元109、PWM调制单元110、三相无电解电容驱动器111、 PMSM 112、编码器113、Clarke变换单元114、Park变换单元115、锁相环PPL 116、四号减 法运算单元117和转速位置计算单元118；

其中，定向坐标变换单元108为两相旋转到定子电流定向坐标变换单元，

坐标变换单元109为定子电流定向到两相静止坐标变换单元；

防过压控制系统包括五号减法运算单元201、比例积分运算单元202、MTPA运算单元 203、余弦函数运算单元204，正弦函数运算单元205、角度选择单元206；防过压控制系统连接关系如上所述及图2所示；

工作过程及原理：

一号减法运算单元101采集转速指令ω_e ^*，

转速指令ω_e ^*通过一号减法运算单元101的一个信号输入端输入，

编码器113采集PMSM 112的信号输出，

编码器113经过处理将输出信号输入至转速位置计算单元118的信号输入端，

转速位置计算单元118对编码器113输出的信号进行处理后得到实际转速ω_e和电机的电 角度θ_e，

实际转速ω_e经转速位置计算单元118输出至一号减法运算单元101的另一个信号输入 端；

转速指令ω_e ^*与实际转速ω_e经过一号减法运算单元101做差得到转速差Δω_e，

即Δω_e＝ω_e ^*-ω_e，

转速差Δω_e经过速度调节器102得到电流指令i_sref，

角度选择单元206采集电流指令i_sref；

角度选择单元206根据电流指令i_sref的大小，选择不同的运行模式；

其中，电流指令i_sref≤0，则选择再生制动模式，若电流指令i_sref>0，则选择MTPA运行模 式；

若选择MTPA运行模式，则通过MTPA运算单元203通过预存的标准值得到电流指令i_sref在MPTA运行轨迹上的标准角度θ_M，角度选择单元206令电流角度θ＝θ_M，

若选择再生制动模式，dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d经过五号减法运算单元201 做差得到dⁱ轴电压差Δuⁱ _d，

即Δuⁱ _d＝uⁱ _dref-u^i* _d，

dⁱ轴电压差Δuⁱ _d经过比例积分运算单元202进行比例积分运算得到电流指令i_sref在再生制 动模式时的角度θ_B，即θ_B＝(k₁+k₂/s)·(uⁱ _dref-u^i* _d)，也为θ_B＝(k₁+k₂/s)·Δuⁱ _d，角度选择单 元206令电流角度θ＝θ_B，

角度选择单元206的信号输出端输出电流角度θ，

电流角度θ经余弦运算单元204对其进行余弦计算得到电流角度θ的余弦值cosθ，

电流角度θ的余弦值cosθ通过余弦运算单元204的信号输出端输出至一号乘法运算单元 103的一个信号输入端，

角度选择单元206的信号输出端输出电流角度θ，

电流角度θ经正弦运算单元205得到电流角度θ的正弦值sinθ；电流角度θ的正弦值sinθ 通过正弦运算单元205的信号输出端输出至二号乘法运算单元105的一个信号输入端，

速度调节器102输出的电流指令i_sref分别输入至一号乘法运算单元103的另一个信号输 入端和二号乘法运算单元105的另一个信号输入端，

电流指令i_sref与电流角度θ的余弦值cosθ经过一号乘法运算单元103得到d轴电流指令 i_d ^*，d轴电流指令i_d ^*通过一号乘法运算单元103的信号输出端输出至二号减法运算单元104 的一个信号输入端，

电流指令i_sref与电流角度θ的正弦值sinθ经过二号乘法运算单元105得到q轴电流指令i_q ^*，q轴电流指令i_q ^*通过二号乘法运算单元105的信号输出端输出至三号减法运算单元106 的一个信号输入端，

Clarke变换单元114的三个信号输入端为PMSM 112的三相电流信号即实际A相电流i_a、 实际B相电流i_b和实际C相电流i_c，

实际A相电流i_a、实际B相电流i_b和实际C相电流i_c经过Clarke变换单元114得到实际 α轴电流i_α和实际β轴电流i_β，Clarke变换单元114进行的变换公式为：

通过转速位置计算单元118输出的电机的电角度θ_e输入至Park变换单元115的一个信 号输入端，

实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β输入至Park变换单元115的另两个信号输入端，

电机的电角度θ_e、实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β经过Park变换单元115得到实际d 轴电流i_d和实际q轴电流i_q，Park变换单元115进行的变换公式为：

实际d轴电流i_d输出至二号减法运算单元104的另一个信号输入端，

实际q轴电流i_q输出至三号减法运算单元106的另一个信号输入端，

二号减法运算单元104经过计算得到d轴电流差Δi_d并将其输出至电流调节器107的一 个信号输入端，

三号减法运算单元106经过计算得到q轴电流差Δi_q并将其输出至电流调节器107的另 一个信号输入端，

电流调节器107经过计算d轴电流差Δi_d和q轴电流差Δi_q分别得到d轴电压指令u_d ^*和 q轴电压指令u_q ^*，d轴电压指令u_d ^*输出至定向坐标变换单元108的一个信号输入端，q轴电 压指令u_q ^*输出至定向坐标变换单元108的另一个信号输入端，

经Clarke变换单元114得到的实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β分别被输出至锁相环PPL 116的两个信号输入端，

实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β经过锁相环PPL 116得到定子电流在α、β轴上的角度 θ_i，锁相环PPL 116进行的计算为：

其中k₃＝1200，k₄＝360000，s是频域算子；

定子电流在α、β轴上的角度θ_i和电机的电角度θ_e经过四号减法运算单元117得到定子 电流在d、q轴上的角度θ_A，

即θ_A＝θ_i-θ_e，

定子电流在d、q轴上的角度θ_A输出至定向坐标变换单元108的第三个信号输入端，

d轴电压指令u_d ^*、q轴电压指令u_q ^*和定子电流在d、q轴上的角度θ_A经过定向坐标变换 单元108得到dⁱ轴电压指令u^i* _d和qⁱ轴电压指令u^i* _q，其中，dⁱ轴电压指令u^i* _d输入至五号减 法运算单元201的信号输入端，

定向坐标变换单元108进行定向坐标变换计算的公式如下：

dⁱ轴电压指令u^i* _d、qⁱ轴电压指令u^i* _q和定子电流在α、β轴上的角度θ_i经过坐标变换单 元109得到α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*，

坐标变换单元109进行坐标变换计算的公式如下：

若选择再生制动模式，dⁱ轴电压指令u^i* _d需要被五号减法运算单元201采集，

α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*经过PWM调制单元110得到六路脉冲信号P1，脉冲信号P1经过三相无电解电容驱动器111得到三相交流电，从而驱动PMSM 112；

本申请的防过压控制系统中的参数通过理论整定获得，且经过防过压控制系统的反馈后， 原无电解电容永磁同步电机的驱动系统的稳定性大大提升，无电解电容永磁同步电机的驱动 系统在再生制动模式时，能量回馈到直流侧将不会产生过压现象；

需要指出的是本发明防过压控制系统，图2中的各个单元框即各运算单元并不应是具体 的一成不变，若将单元实现的功能进行拆分、组合或集成，或者将某一单元用软件代替集成 到硬件中的等等一系列受本申请启发的改动都应在本公开的范围内；

因此，图1和图2中所示的一些单元框是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的 实体相对应，可以采用软件形式来实现这些功能实体，或者在一个或多个硬件模块或集成电 路中实现这些功能实体，或者在不同处理装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体，只要 工作原理相同即可落入本公开的范围内。

具体实施方式二、下面结合图1-5说明本实施方式，本发明提供了用于无电解电容永磁 同步电机驱动系统的防过压控制方法，防过压控制方法步骤如下，

步骤S1：

采集无电解电容永磁同步电机驱动系统中速度调节器102输出的电流指令i_sref，

对电流指令i_sref进行判断，

若电流指令i_sref>0，执行步骤S2；

若电流指令i_sref≤0，执行步骤S3；

步骤S2：

将电流指令i_sref在MPTA运行模式轨迹上的标准角度θ_M作为电流角度θ，

执行步骤S4；

步骤S3：

采集给定的dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和无电解电容永磁同步电机驱动系统中的dⁱ轴电压指令u^i* _d，

将dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d做差得到dⁱ轴电压差Δuⁱ _d，

对dⁱ轴电压差Δuⁱ _d进行比例积分运算获得电流指令i_sref在再生制动模式时的角度θ_B，

令电流角度θ＝θ_B，

执行步骤S4；

步骤S4：

对电流角度θ分别进行正弦和余弦运算得到正弦值sinθ和余弦值cosθ，

将正弦值sinθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的二号乘法运算单元105，

将余弦值cosθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的一号乘法运算单元103，

完成无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制；

步骤执行框图如图3所示；

永磁同步电机运行时会在MTPA运行模式和再生制动模式之间切换，当电机运行于再生 制动模式时，由于薄膜电容的容值较小，储存能量能力较弱，不具有稳压作用，能量回馈到 直流侧会导致直流侧过电压现象，

该方法通过监控无电解电容永磁同步电机驱动系统中的电流指令i_sref，监控永磁同步电机 的运行模式，当运行在再生制动模式时，进而采取下一步，通过上述防过压控制方法产生一 个反馈输入到原无电解电容永磁同步电机驱动系统中，从源头进行判断，以防出现过压现象， 因此有效预防了过压现象的产生；

同时该防过压控制方法中的参数通过理论整定获得，大大提升了系统的稳定性；防过压 控制方法无需使用电机参数，进而不需要根据使用的环境中的电机参数对系统或方法进行手 动修正，降低了工作难度，提高了工作效率，同时增强了实用性；提高了防过压控制系统和 方法的可移植性，使可移植性提升至100％，可适合任何电机型号的无电解电容永磁同步电机 环境中；

同时需要指出：步骤顺序用于示意性说明本方法的实施，若根据本防过压控制方法的原 理进行修改、演变等都应落入本公开范围内。

具体实施方式三、下面结合图1-5说明本实施方式，本发明用于无电解电容永磁同步电 机驱动系统的防过压控制方法，在具体实施方式二基础上，重复执行步骤S1至步骤S4，完 成对于无电解电容永磁同步电机驱动系统防过压的实时控制；

该方法通过实时监控无电解电容永磁同步电机驱动系统中的电流指令i_sref，实时监控永磁 同步电机的运行模式，当运行在再生制动模式时，进而采取下一步，通过上述防过压控制方 法产生一个反馈输入到原电机驱动系统中，从源头进行判断，以防出现过压现象，因此有效 预防了过压现象的产生；

实时监控可以保障系统的稳定性。

具体实施方式四、下面结合图1-5说明本实施方式，本发明用于无电解电容永磁同步电 机驱动系统的防过压控制方法，在具体实施方式二和具体实施方式三基础上，步骤S3中Δuⁱ _d通过以下公式获得：

Δuⁱ _d＝uⁱ _dref-u^i* _d，

Δuⁱ _d为dⁱ轴电压差，uⁱ _dref为dⁱ轴电压边界，u^i* _d为dⁱ轴电压指令。

具体实施方式五、下面结合图1-5说明本实施方式，本发明用于无电解电容永磁同步电 机驱动系统的防过压控制方法，在具体实施方式二、具体实施方式三和具体实施方式四基础 上，步骤S3中θ_B的计算公式为θ_B＝(k₁+k₂/s)·(uⁱ _dref-u^i* _d)，

即θ_B＝(k₁+k₂/s)·Δuⁱ _d，

式中：k₁为比例系数，k₂为积分系数，s为频域算子，uⁱ _dref为dⁱ轴电压边界，u^i* _d为dⁱ轴 电压指令，根据经验取值k₁＝0.0023，k₂＝4。

具体实施方式六、下面结合图1-5说明本实施方式，本实施方式提供了一种实施例，实施 方式通过结合具体实施方式一的控制系统和具体实施方式二至具体实施方式五的控制方法实 施的，

该实施方式的防过压控制系统与具体实施方式一相同，防过压控制系统原理框图如图2 所示，整体系统的原理框图如图1所示，

该实施方式采用的防过压控制方法结合具体实施方式二至具体实施方式五，

具体工作步骤为：

步骤S1：

采集无电解电容永磁同步电机驱动系统中速度调节器102输出的电流指令i_sref，

对电流指令i_sref进行判断，

若电流指令i_sref>0，执行步骤S2；

若电流指令i_sref≤0，执行步骤S3；

步骤S1运行的具体步骤为：

步骤S10：角度选择单元206采集电流指令i_sref；

其中，电流指令i_sref的来源为：

通过编码器113采集PMSM 112的运转信息，

编码器113将经过编码的信息发送给转速位置计算单元118，

转速位置计算单元118经过转速位置计算分别得到电机的电角度θ_e和实际转速ω_e，

转速位置计算单元118将实际转速ω_e发送给一号减法运算单元101，

一号减法运算单元101采集转速指令ω_e ^*，

一号减法运算单元101将转速指令ω_e ^*与实际转速ω_e做差，即用转速指令ω_e ^*减去实际转 速ω_e得到转速差Δω_e，

即Δω_e＝ω_e ^*-ω_e，

转速差Δω_e经过速度调节器102之后获得电流指令i_sref；

步骤S11：角度选择单元206对电流指令i_sref进行判断，

若电流指令i_sref>0，则选择MTPA运行模式，执行步骤S2；

若电流指令i_sref≤0，则选择再生制动模式，执行步骤S3；

通过采集PMSM 112运行状态信息并进行反馈的步骤为：

转速位置计算单元118将电机的电角度θ_e发送至四号减法运算单元117和Park变换单元 115，

Clarke变换单元114的三个信号输入端分别采集三相电流即实际A相电流i_a、实际B相电流 i_b和实际C相电流i_c，

实际A相电流i_a、实际B相电流i_b和实际C相电流i_c经过Clarke变换单元114得到实际 α轴电流i_α和实际β轴电流i_β，Clarke变换单元114进行的变换公式为：

利用锁相环PLL 116对α、β轴电流i_α和i_β进行处理得到定子电流在α、β轴上的角度θ_i， 锁相环PPL 116进行的计算为：

其中k₃＝1200，k₄＝360000，s是频域算子；

锁相环PLL 116将得到的定子电流在α、β轴上的角度θ_i分别输出至四号减法运算单元117 和坐标变换单元109，

定子电流在α、β轴上的角度θ_i和电机的电角度θ_e经过四号减法运算单元117做差得到定子 电流在d、q轴上的角度θ_A；

Park变换单元115采集Clarke变换单元114输出的实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β，

电机的电角度θ_e、实际α轴电流i_α和实际β轴电流i_β经Park变换单元115变换得到实际 d轴电流i_d和实际q轴电流i_q，Park变换单元115进行的变换公式为：

实际d轴电流i_d被二号减法运算单元104采集，

实际q轴电流i_q被三号减法运算单元106采集，

步骤S2：

将电流指令i_sref在MPTA运行模式轨迹上的标准角度θ_M作为电流角度θ，

执行步骤S4；

步骤S2运行的具体步骤为：

步骤S20：选择MTPA运行模式，则利用MTPA运算单元203通过预存在MTPA运算单元203 中的标准值得到电流指令i_sref在MPTA运行轨迹上的标准角度θ_M；

步骤S21：角度选择单元206令电流角度θ＝θ_M；

步骤S3：

采集给定的dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和无电解电容永磁同步电机驱动系统中的dⁱ轴电压指令u^i* _d， 将dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d做差得到dⁱ轴电压差Δuⁱ _d，

对dⁱ轴电压差Δuⁱ _d进行比例积分运算获得电流指令i_sref在再生制动模式时的角度θ_B，

令电流角度θ＝θ_B，

执行步骤S4；

步骤S3运行的具体步骤为：

步骤S30：五号减法运算单元201采集无电解电容永磁同步电机驱动系统中定向坐标变换 单元108输出的dⁱ轴电压指令u^i* _d和已知的dⁱ轴电压边界uⁱ _dref，

步骤S31：五号减法运算单元201将dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d做差得到dⁱ轴电压差Δuⁱ _d，即Δuⁱ _d＝uⁱ _dref-u^i* _d，

步骤S32：将dⁱ轴电压差Δuⁱ _d经比例积分运算单元202进行比例积分运算获得电流指令i_sref在再生制动模式时的角度θ_B，即θ_B＝(k₁+k₂/s)·(uⁱ _dref-u^i* _d)，因为Δuⁱ _d＝uⁱ _dref-u^i* _d，故θ_B＝(k₁+k₂/s)·Δuⁱ _d也成立，

式中：k₁为比例系数，k₂为积分系数，s为频域算子，根据经验取值k₁＝0.0023，k₂＝4；

步骤S33：角度选择单元206令电流角度θ＝θ_B，并将电流角度θ输出；

步骤S4：

对电流角度θ分别进行正弦和余弦运算得到正弦值sinθ和余弦值cosθ，

将正弦值sinθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的二号乘法运算单元105，

将余弦值cosθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的一号乘法运算单元103，

完成无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制，

返回执行步骤S1；

步骤S4的具体步骤为：

步骤S40：电流角度θ经过余弦运算单元204进行余弦运算得到电流角度θ的余弦值cosθ，

电流角度θ经过正弦运算单元205进行正弦运算得到电流角度θ的正弦值sinθ；

步骤S41：正弦值sinθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的二号乘法运算单元 105，

余弦值cosθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的一号乘法运算单元103，

完成无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制；

而后实现对电机的驱动过程为：

电流指令i_sref与电流角度θ的余弦值cosθ经过一号乘法运算单元103进行乘法运算得到d轴 电流指令i_d ^*，即i_d ^*＝i_sref·cosθ，

d轴电流指令i_d ^*和d轴电流反馈i_d经过二号减法单元104进行减法运算即d轴电流指令i_d ^*减 去d轴电流反馈i_d得到d轴电流差Δi_d，即Δi_d＝i_d ^*-i_d，

d轴电流差Δi_d进入电流调节器107生成d轴电压指令u_d ^*；

电流指令i_sref与电流角度θ的正弦值sinθ二号乘法运算单元105进行乘法运算得到q轴 电流指令i_q ^*；即i_q ^*＝i_sref·sinθ，

q轴电流指令i_q ^*和q轴电流反馈i_q经过三号减法单元106进行减法运算即q轴电流指令i_q ^*减 去q轴电流反馈i_q得到q轴电流差Δi_q，即Δi_q＝i_q ^*-i_q，

q轴电流差Δi_q进入电流调节器107生成q轴电压指令u_q ^*；

d轴电压指令u_d ^*、q轴电压指令u_q ^*和定子电流在d、q轴上的角度θ_A经过定向坐标变换单元 108得到dⁱ轴电压指令u^i* _d和qⁱ轴电压指令u^i* _q，定向坐标变换单元108进行定向坐标变换计算的 公式如下：

其中，若运行为再生制动模式时dⁱ轴电压指令u^i* _d被五号减法运算单元201的信号输入端采 集；

dⁱ轴电压指令u^i* _d、qⁱ轴电压指令u^i* _q和定子电流在α、β轴上的角度θ_i经过坐标变换单元109 进行坐标变换得到α轴电压指令u_α ^*以及β轴电压指令u_β ^*，坐标变换单元109进行坐标变换计算 的公式如下：

α轴电压指令u_α ^*和β轴电压指令u_β ^*经过PWM调制单元110产生六路PWM信号P1，六路PWM信号P1进而驱动三相无电解电容驱动器111，三相无电解电容驱动器111得到三相交流电，从而驱动PMSM 112；

经过上述反馈最终该系统即为稳定的无电解电容永磁同步电机驱动系统；

上述，定向坐标变换单元108为两相旋转到定子电流定向坐标变换单元，

坐标变换单元109为定子电流定向到两相静止坐标变换单元；

若反复执行步骤S1至步骤S4则实现对无电解电容永磁同步电机驱动系统的实时防过压控 制；

在无电解电容永磁同步电机驱动系统平台上验证本发明提出的防过压控制系统和防过压 控制方法的有效性，实验平台的各项参数设置为：电网电压380V，电网频率50Hz，直流母 线电容为薄膜电容，容值为50μF，电机d轴电感35mH，q轴电感54mH，转子磁链0.86Wb， 转子极对数为3，额定功率为2.2kW，额定转速为1000r/min，定子电阻为2.75Ω。实验中所 有的控制算法均在ARM STM32F103中完成的，开关频率和电流电压采样值更新频率均设为 6kHz，

图4为电机空载运行，采用了本发明防过压控制系统及方法时电机转速从900r/min降到 100r/min的波形图，图4中有A线、B线、C线、D线、E线、F线、G线、H线和I线，还包括转速指令ω_e ^*波形，其中，

A线为电机转速从900r/min降到100r/min时实际转速ω_e的波形，

B线为电机转速从900r/min降到100r/min时实际d轴电流i_d的波形，

C线为电机转速从900r/min降到100r/min时实际q轴电流i_q的波形，

D线为电机转速从900r/min降到100r/min时电流指令i_sref在再生制动模式时的角度θ_B的波形，

E线为电机转速从900r/min降到100r/min时dⁱ轴电压指令u^i* _d的波形，

F线为电机转速从900r/min降到100r/min时母线电压U_dc的波形，

G线为电机转速从900r/min降到100r/min时实际A相电流i_a的波形，

H线电机转速从900r/min降到100r/min时将F线横坐标单位缩小至32毫秒/格的波形，

I线为电机转速从900r/min降到100r/min时将G线横坐标单位缩小至32毫秒/格的波形；

单位r/min为转/分，即电机在每分钟转的圈数；

图4为采用了防过压控制策略时电机转速从900r/min降到100r/min时通过实验测得各 参数的波形图，可以发现转速下降时直流侧电压上升现象被抑制；在转速下降过程中，u_d ^i*被控制为0，定子电流按照θ_B分配，q轴电流i_q被抑制，d轴电流i_d最大化增加了电机损耗， 转速下降时间为1.2s；

图5为当电机转速为900r/min时，采用了本发明防过压控制系统及方法时电机负载从 100％额定值降到0N.m的波形图，图5中有J线、K线、L线、M线、N线、O线P线，其 中，

J线为采用本发明防过压控制系统及方法当电机转速为900r/min，并将电机负载从100％ 额定值降到0N.m时实际转速ω_e的波形，

K线为采用本发明防过压控制系统及方法当电机转速为900r/min，并将电机负载从100％ 额定值降到0N.m时q轴电流i_q的波形，

L线为采用本发明防过压控制系统及方法当电机转速为900r/min，并将电机负载从100％ 额定值降到0N.m时d轴电流i_d的波形，

M线为采用本发明防过压控制系统及方法当电机转速为900r/min，并将电机负载从100％ 额定值降到0N.m时定子电流在再生制动模式时的角度θ_B的波形，

N线为采用本发明防过压控制系统及方法当电机转速为900r/min，并将电机负载从100％ 额定值降到0N.m时dⁱ轴电压指令u^i* _d的波形，

O线为采用本发明防过压控制系统及方法当电机转速为900r/min，并将电机负载从100％ 额定值降到0N.m时母线电压U_dc的波形，

P线为采用本发明防过压控制系统及方法当电机转速为900r/min，并将电机负载从100％ 额定值降到0N.m时实际A相电流i_a的波形；

从图5中可以发现负载下降时直流电压上升现象被抑制，在突降转矩过程中，u_d ^i*被控制 为0，转速调节时间为0.4s；

实验证明再生制动模式时过压现象被解决，故系统具备高可靠性。

在不冲突的情况下，各实施方式中的特征可以相互组合，

同时上述具体实施方式一至具体实施方式六中所公开的功能单元均可以使用当前已知或 者尚未存在的任何其它合适的技术来实现；因此，本发明绝不应当仅限于在上文中描述的具 体实施方式，而是可以在随附权利要求及其等同方案的范围内进行适当修改；

且功能单元名称中的诸如“一号”、“二号”和“三号”等词并不表示功能单元在时间、 空间、大小或优先级关系等方面的顺序，而仅仅是作区分各单元之用。

当然，上述说明并非对本发明的限制，本发明也不仅限于上述举例，本技术领域的普通 技术人员在本发明的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换，也属于本发明的保护范 围。

Claims (5)

1.用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制系统，其特征在于：防过压控制系统包括五号减法运算单元(201)、比例积分运算单元(202)、MTPA运算单元(203)、余弦函数运算单元(204)、正弦函数运算单元(205)和角度选择单元(206)；

角度选择单元(206)用于采集电流指令i_sref，电流指令i_sref为无电解电容永磁同步电机驱动系统中速度调节器(102)的输出信号，

五号减法运算单元(201)用于采集dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d，dⁱ轴电压指令u^i* _d为无电解电容永磁同步电机驱动系统中定向坐标变换单元(108)的一个输出信号，dⁱ轴电压边界uⁱ _dref为固定值，

五号减法运算单元(201)的减法信号输出端与比例积分运算单元(202)的减法信号输入端连接，

比例积分运算单元(202)的比例积分信号输出端与角度选择单元(206)的比例积分信号输入端连接，

MTPA运算单元(203)的MTPA信号输出端与角度选择单元(206)的MTPA信号输入端连接，

角度选择单元(206)的角度信号输出端分别与余弦函数运算单元(204)和正弦函数运算单元(205)的角度信号输入端连接，

余弦函数运算单元(204)的余弦信号输出端与无电解电容永磁同步电机驱动系统中的一号乘法运算单元(103)的一个乘法信号输入端连接，

正弦函数运算单元(205)的正弦信号输出端与无电解电容永磁同步电机驱动系统中的二号乘法运算单元(105)的一个乘法信号输入端连接。

2.用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制方法，其特征在于：防过压控制方法步骤如下，

步骤S1：

采集无电解电容永磁同步电机驱动系统中速度调节器(102)输出的电流指令i_sref，

对电流指令i_sref进行判断，

若电流指令i_sref>0，执行步骤S2；

若电流指令i_sref≤0，执行步骤S3；

步骤S2：

将电流指令i_sref在MPTA运行模式轨迹上的标准角度θ_M作为电流角度θ，

执行步骤S4；

步骤S3：

采集给定的dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和无电解电容永磁同步电机驱动系统中的dⁱ轴电压指令u^i* _d，

将dⁱ轴电压边界uⁱ _dref和dⁱ轴电压指令u^i* _d做差得到dⁱ轴电压差Δuⁱ _d，

对dⁱ轴电压差Δuⁱ _d进行比例积分运算获得电流指令i_sref在再生制动模式时的角度θ_B，

令电流角度θ＝θ_B，

执行步骤S4；

步骤S4：

对电流角度θ分别进行正弦和余弦运算得到正弦值sinθ和余弦值cosθ，

将正弦值sinθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的二号乘法运算单元(105)，

将余弦值cosθ反馈至无电解电容永磁同步电机驱动系统中的一号乘法运算单元(103)，

完成无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制。

3.根据权利要求2所述的用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制方法，其特征在于：重复执行步骤S1至步骤S4，完成对于无电解电容永磁同步电机驱动系统防过压的实时控制。

4.根据权利要求2或3所述的用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制方法，其特征在于：步骤S3中Δuⁱ _d通过以下公式获得：

Δuⁱ _d＝uⁱ _dref-u^i* _d。

5.根据权利要求4所述的用于无电解电容永磁同步电机驱动系统的防过压控制方法，其特征在于：步骤S3中θ_B通过以下公式获得：

θ_B＝(k₁+k₂/s)·(uⁱ _dref-u^i* _d)，

式中：k₁为比例系数，k₂为积分系数，s为频域算子。