CN109782308A - 一种高动态全球定位系统基带信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高动态GPS基带处理方法。包括两个改进算法，其一是高动态GPS卫星信号快速捕获算法，其主要特征是引入延迟加法器，将传统的二维捕获过程改进为两个简单的一维捕获过程，缩短了捕获时间；其二是高动态GPS卫星信号的混合载波跟踪算法，其主要特征是充分利用了当前常用载波跟踪环路中四相鉴频器动态牵引范围广，锁频环动态性能较好及锁相环精度较高的特点，设计了一种基于三者的混合载波跟踪环路，给出了三种环路切换的频率和相位判定门限值，能够跟踪多普勒频率大范围变化的GPS数字中频信号。本发明对缩短高动态GPS接收机的捕获时间，提高接收机载波跟踪环路的动态适应范围，在高动态GPS接收机的设计中有广泛推广应用价值。

Description

一种高动态全球定位系统基带信号处理方法

技术领域

本发明属于综合的模拟和数字电路测试技术领域，涉及高动态 GPS基带信号处理方法，可用于高动态GPS接收机的设计。

背景技术

GPS系统是目前世界上最完善的卫星导航系统，被广泛的应用于军用和民用领域。GPS系统最开始是军方的产物，在军事斗争中起着至关重要的地位。从90年代初的海湾战争、波黑战争到2002年的阿富汗战争及2003年开始的伊拉克战争，GPS为美军为首的盟军的舰船、飞机、地面车辆和军队提供了精确的位置信息，发挥了至关重要的作用。基于GPS系统在战争中的重要性，美国出于保障国家安全和维护军事强国的需要，有关高动态GPS接收机方面的技术对我国采取封锁政策，因此我们必须研究和掌握这一领域的技术，为我国的导航系统积累经验。高动态GPS接收机面对的是一个复杂的信号环境，因此在复杂环境中GPS基带信号处理方法，即捕获算法和跟踪算法，是否能正确地捕获到卫星信号，并完成卫星信号的跟踪和载波恢复，是高动态GPS接收机设计的关键。

在本发明以前的现有技术中，GPS接收机通常采用的是基于FFT 的二维捕获算法，并不能完全满足高动态接收机快速、准确的要求。 GPS接收机通常采用的跟踪环路为锁相环(PLL)或锁频环(FLL)，PLL在低动态或静态环境下有较高的跟踪精度，但在高动态环境下由于载波附加了较大的多普勒频移，具有不确定性，锁相环直接跟踪载波相位困难，容易失锁；FLL直接跟踪载波频率，鉴频器输出的是载波频率误差，因此锁频环具有较好的动态性能，但其跟踪精度较PLL 差，因此单纯的PLL和FLL均不能满足高动态环境的需求。

发明内容

针对上述现有技术状况，本发明提出了一种高动态环境下的GPS 基带信号处理方法。

本发明的技术构思及技术解决方案是：提出一种高动态GPS卫星信号快速捕获算法，主要在当前二维捕获技术的基础上，充分利用戈尔德码(gold code)及其组合码良好相关性的特性，并引入延迟累加结构，将传统的二维捕获算法分解为两个简单的一维捕获算法，在保证捕获精度的前提下极大缩短捕获时间。提出一种高动态GPS卫星信号跟踪算法，在充分利用当前常用的四相鉴频器具有大的频率牵引范围，锁相环高精度的优点和锁频环具有良好动态适应能力的优点，设计一种基于三者的混合载波跟踪环路。该算法主要包括频率或相位的反馈量的确定以及各个环路切换的门限值的设计。

附图说明

图1为本发明中捕获算法的原理框图；

图2为典型载波跟踪环路原理框图；

图3为二阶锁频环辅助三阶锁相环原理框图；

图4为本发明中跟踪算法的原理框图；

具体实施方式

如附录1，图1至图4所示，本发明方法可概括为如下步骤：

步骤一：经过延迟与累积捕获环节来搜寻C/A码的起始点。以两颗卫星的混频信号为例，假设输入信号为：

s(t)＝C₁(t)sin(2πf₁t)+C₂(t)sin(2πf₂t)

\*MERGEFORMAT (1)

其中C_i(t)表示第i颗卫星经过单位化后的C/A伪码，C_i(t)∈{-1,1}， f_i表示第i颗卫星发射信号经过多普勒频移后的载波频率，用f_id表示第i颗卫星对应的多普勒频移，则有f_i＝f_id+f₀。输入信号的延迟表达式为：

s(t-τ)＝C₁(t-τ)sin[2πf₁(t-τ)]+C₂(t-τ)sin[2πf₂(t-τ)]

\*MERGEFORMAT (2)

2s(t)s(t-τ)＝2[C₁(t)sin(2πf₁t)+C₂(t)sin(2πf₂t)]×

{C₁(t-τ)sin[2πf₁(t-τ)]+C₂(t-τ)sin[2πf₂(t-τ)]}

＝C₁(t)C₁(t-τ){cos(2πf₁τ)-cos[2πf₁(2t-τ)]}+

C₂(t)C₂(t-τ){cos(2πf₂τ)-cos[2πf₂(2t-τ)]}+

C₁(t)C₂(t-τ){cos(2πf₂τ+2πf₁t-2πf₂t)-cos[2π(f₁+f₂)t-τ]}+

C₂(t)C₁(t-τ){cos(2πf₂τ+2πf₂t-2πf₁t)-cos[2π(f₁+f₂)t-τ]}

\*MERGEFORMAT (3)

该乘积信号含有一个直流项和多个频率项。将信号s(t)s(t-τ)经过低通滤波器，滤去频率信号，得到直流信号：

s(t)s(t-τ)＝C₁(t)C₁(t-τ)cos(2πf₁τ)+C₂(t)C₂(t-τ)cos(2πf₂τ)

\*MERGEFORMAT (4)

如果选择一个合适的延迟时间τ，使它满足：2πf₀τ＝kπ，τ＝k/2f₀，则|cos(2πf₀τ)|接近为1，考虑到频移值f_id＜＜f₀，因此可以认为|cos(2πf₁τ)| 和|cos(2πf₂τ)|近似为1，这样，经过低通滤波后的信号可以写为：s(t)s(t-τ)＝C₁(t)C₁(t-τ)+C₂(t)C₂(t-τ)，该信号中C₁(t)C₁(t-τ)和 C₂(t)C₂(t-τ)也都是戈尔德码，同样具有其优良的自相关特性，且其起始点和C₁(t)、C₂(t)的起始点对应相同，因此只要找到了该码的起始点，也就找到了射频信号中某颗卫星对应的C/A码起始点。将本地C/A码经延迟相乘得到的新码C_l(t)C_l(t-τ)和s(t)s(t-τ)进行相关分析，找出某颗卫星C/A伪码对应的起始点。

步骤二：在将本地伪码和输入信号伪码移相对齐后，利用对齐后的伪随机码引入延时累加器，实现各频率成分的分离和多普勒频移的选择性估计。假设本地码信号对应为第一颗卫星的C/A伪码信号，输入信号s(t)经本地载波NCO下变频后剔除了原始载波频率f₀，成为只含多普勒频移f_id的信号I(t)＝C₁(t)sin(2πf_1dt)+C₂(t)sin(2πf_2dt)+n(t)，假设卫星信号中含有的噪声成分n(t)为加性高斯白噪声，将经过相位对准的本地伪码和I(t)相乘后的混频信号可以写成：

h(t)＝[C₁(t)sin(2πf_1dt)+C₂(t)sin(2πf_2dt)+n(t)]×C₁(t)

\*MERGEFORMAT (5)

将该信号经过延时累加器后输出为

式中，ξ(t)＝C₁(t)n(t)+C₁(t-τ)n(t-τ)，表示延时累加器输出信号中的噪声成分，通过选择合适的延迟时间τ，根据经验可选择 f_2dτ＜0.005，使得：

sin(2πf_2dτ)≈0,cos(2πf_2dτ)≈1

h(t)'≈2sin(2πf_1dt)+[C₁(t)C₂(t)+C₁(t-τ)C₂(t-τ)]sin(2πf_2dt)+ξ(t)

\*MERGEFORMAT (7)

由于新gold码C₁C₂也是取值为±1的伪随机码，具有良好的自相关特性，因此信号h(t)'中频率为f_1d的成分得到了选择性地加强，而频率为f_2d的成分则被削弱，对h(t)'进行频谱分析，频谱峰值对应的频率成分即为已对齐伪码的星号对应的多普勒频移值，从可以看出，延迟时间τ选得越小，允许的多普勒频移就越大，只要满足上式表示的条件，便能通过该方案估计得到多普勒频移f_1d的大小。

上述过程对于含有两颗以上卫星信号时的混频信号同样适用。至此，便完成了混频输入信号的伪码起始点搜索和多普勒频移的分离估计。

步骤三：输入的中频信号经过正交解调和相关积分后，积分-清除器第k个积分结果输出为：

I_ps(k)≈A·D(k)·R[ε(k)]·sinc[Δf_d(k)·π·T]cos[φ(k)]+n_I(k)

Q_ps(k)≈A·D(k)·R[ε(k)]·sinc[Δf_d(k)·π·T]sin[φ(k)]+n_Q(k)

\*MERGEFORMAT (8)

由式忽略噪声的影响，有

令

dot(k)＝I_PS1(k)·I_PS1(k-1)+Q_PS1(k)·Q_PS1(k-1)

＝D(k)D(k-1)·[cos(φ(k))·cos(φ(k-1))+sin(φ(k))·sin(φ(k-1))]

＝D(k)D(k-1)cos[φ(k)-φ(k-1)]

cross(k)＝I_PS1(k-1)·Q_PS1(k)-Q_PS1(k)·I_PS1(k-1)

＝D(k)D(k-1)[cos(φ(k-1))·sin(φ(k))-cos(φ(k))·sin(φ(k-1))]

＝D(k)D(k-1)sin[φ(k)-φ(k-1)]

设采样发生在一个数据位内，当环路锁定时,有D(k)D(k-1)＝1，φ(k)-φ(k-1)→0,故有：

故可取δf(k)＝sign(dot(k))·cross(k)。又由dot(k)的表达式可得:

|dot(k)|＝|D(k)D(k-1)cos[φ(k)-φ(k-1)]|

＝|cosπT(Δf(k)-Δf(k-1))|

\*MERGEFORMAT (10)

同样，当环路锁定时,有φ(k)-φ(k-1)→0,Δf(k)-Δf(k-1)→0，有 |dot(k)|→1，可取之频率判决表达式，即：

E_F(k)＝|dot(k)|\*MERGEFORMAT (11)

根据经验选择，可认为当E_F(k)≥0.8时，E_F(k)→1。故当 E_F(k)≤0.8时，认为环路还未达到可以锁定的频率误差范围内，需要采用四相鉴频器对输入信号进行牵引。

步骤四：当E_F(k)＞0.8时，认为环路的频率误差达到了锁相环或锁频环的工作范围内，然而何时采用锁频环，何时采用锁相环或锁频环辅助锁相环，需要进行相位判决。由于锁相环采用的为正切鉴相器，即Q_PS(k)/I_PS(k)＝φ(k)，对应输入的相位误差为tan[φ(k)]，故有又当相位锁定时，有φ(k)→0,cos[2φ(k)]→1。故可取之为相位判决表达式，即：

同样根据经验选择，认为当E_P(k)＞0.8时，E_P(k)→1， E_P(k)＜0.2，E_P(k)→0。当E_P(k)＞0.8时，可采用锁相环对输入信号进行跟踪；当0.2≤E_P(k)≤0.8时，采用锁频环辅助锁相环对输入信号进行跟踪；当E_P(k)＜0.2时，采用锁频环对输入信号进行跟踪。整个混合载波跟踪算法的原理框图详见附录1。

附录1为四相鉴频器，锁相环，锁频环的具体参数和工作原理。

一种典型载波跟踪环的结构图如图2所示。载波跟踪环主要由积分清除器，载波鉴别器，环路滤波器等组成。而这三部分的功能确定了接收机载波跟踪环两个最重要的性能特性。常用的载波跟踪环有四相鉴频器(FQFD)，锁频环(FLL)和锁相环(PLL)。三者的主要区别是载波鉴别器不相同，以及环路滤波器的阶数不相同(其中FQFD的输出不经过环路滤波器)。

一、FQFD的工作原理

输入的中频信号经过正交解调和相关积分后，积分-清除器第k 个积分结果输出为：

I_ps(k)≈A·D(k)·R[ε(k)]·sinc[Δf_d(k)·π·T]cos[φ(k)]+n_I(k)

Q_ps(k)≈A·D(k)·R[ε(k)]·sinc[Δf_d(k)·π·T]sin[φ(k)]+n_Q(k)

\*MERGEFORMAT (13)

考虑在同一个导航数据位内进行运算，可取D(k)＝1，由式，得

|I_ps(k)|-|Q_ps(k)|＝0.5·A·R[ε(k)]·|sinc[Δf_d(k)·π·T]|·(|cos[φ(k)]|-|sin[φ(k)]|)

\*MERGEFORMAT (14)

由于伪码捕获后，码相位估计误差已对准在一个码片范围内，因此，R[ε(k)]＞0，也就有|I_ps(k)|-|Q_ps(k)|的符号和|cos[φ(k)]|-|sin[φ(k)]|的符号相同，可将载波相位(频率)误差分割为4个区间，设四相鉴频器的校正量为β_k，β_k可分别由式、二式获得。

当|I_ps(k)|≥|Q_ps(k)|时，

β_k＝sign[I_ps(k)]·ΔQ_ps(k)＝sign[I_ps(k)]·[Q_ps(k)-Q_ps(k-1)]

\*MERGEFORMAT (15)

当|I_s(k)|＜|Q_s(k)|时，

β_k＝-sign[Q_ps(k)]·ΔI_ps(k)＝-sign[Q_ps(k)]·[I_ps(k)-I_ps(k-1)]

\*MERGEFORMAT (16)

式中，二、锁频环的工作原理及参数设计

选择锁频环的频率频别算法为：

Δf＝sign(dot)·cross\*MERGEFORMAT (17)

为本设计锁频环的鉴别器。其中 dot＝I_PS1·I_PS2+Q_PS1·Q_PS2,cross＝I_PS1·Q_PS2-Q_PS1·I_PS2 I_PS1,Q_PS1为I_ps,Q_ps在t₁时刻的采样,I_PS2,Q_PS2为I_ps,Q_ps在t₁的下一时刻t₂的采样。环路滤波器选择二阶Jaffe-Rechtin滤波器，设其传递函数为H_F(z)，可得：

式中，G_F1＝1.414ω_n、

设二阶Jaffe-Rechtin滤波器的自然频率为ω_nf，采样时间为T，输入信号为Δf，输出为y，则对应的差分方程为：

三、锁相环的工作原理及参数设计

锁相环选择为反正切鉴相器，即：

Δp＝ATAN(Q_PS/I_PS)\*MERGEFORMAT (20)

环路滤波器选择三阶Jaffe-Rechtin滤波器，设其传递函数为 H_F(z)，可得：

式中，G_P1＝2.4ω_np、

设三阶Jaffe-Rechtin滤波器的自然频率为ω_np，采样时间为T，输入信号为Δp，输出为y，则对应的差分方程为：

四、二阶FLL辅助三阶PLL载波跟踪环路原理

二阶FLL辅助三阶PLL载波跟踪环路工作原理如图3所示。设鉴相器的输出为Δp，二阶Jaffe-Rechtin滤波器的自然频率为ω_nf，鉴频器的输出为Δf，三阶Jaffe-Rechtin滤波器的自然频率为ω_np，环路滤波器的输出为y，则二阶FLL辅助三阶PLL的差分方程为：

Claims (1)

1.一种高动态GPS基带信号处理方法，其特征在于高动态GPS信号快速捕获算法的设计(包括步骤1至步骤6)和混合载波跟踪算法的设计(包括步骤7至步骤9)，具体如下：

步骤1：根据GPS接收机中的数字中频f确定延迟器的延迟时间τ，使得|cos(2πfτ)|→1，通常选取秒；

步骤2：根据步骤1中τ设置延迟器，将本地接收机复制的第i卫星的C/A码c_i(t)通过延迟器，得到c_i(t-τ),并将c_i(t)和c_i(t-τ)通过乘法器得到新码c_i(t)c_i(t-τ)；

步骤3：根据步骤1中τ设置延迟器，将GPS数字中频信号s_i(t)通过延迟器，得到s_i(t-τ)，并将s(t)和s(t-τ)通过乘法器得到新的数据码s(t)s(t-τ)；

步骤4：根据c_i(t)c_i(t-τ)的良好自相关性，将c_i(t)c_i(t-τ)(i＝1,2,3,…,32)和s(t)s(t-τ)作相关性分析，对GPS系统的32颗卫星进行捕获并得到捕获卫星信号的伪码相位；

步骤5：当步骤4中捕获到某颗卫星信号后，利用本地复制伪码c′_i(t)消除数字中频信号s(t)中该颗卫星伪码c_i(t)的影响，得到数据f(t)＝s(t)c′_i(t)，再根据步骤1中τ设置延迟器，得到信号f(t-τ)，然后将f(t)和f(t-τ)通过加法器得到f'(t)＝f(t)+f(t-τ)；

步骤6：找出步骤5中f'(t)中最大值对应的频率分量，即可得到捕获卫星信号的数字中频频率；

步骤7：根据步骤4获得的伪码相位和步骤6获得的载波的数字中频，复制出本地载波，完成对输入数字中频的积分和清除，获得信号I_ps和Q_ps，然后计算出E_F(k)和E_P(k)和设定的门限值相比较；

步骤8：根据E_F(k)和E_P(k)的值，运用混合载波跟踪算法对输入的GPS数字中频信号的载波进行跟踪和锁定，结合一般伪码跟踪环路，最终完成卫星信号载波恢复；

步骤9：根据步骤7中得到某颗卫星的I_ps和Q_ps值，计算I_ps ²+Q_ps ²的值，和设定门限值相比较，完成载波和伪码是否锁定的判断，决定该颗卫星信号是进入捕获过程还是跟踪过程。