CN109769322A - 基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频oled驱动电路 - Google Patents

基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频oled驱动电路 Download PDF

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Abstract

基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，涉及OLED驱动技术领域，为了解决现有OLED驱动电路体积大的问题。谐振逆变器的输出端连接T型匹配网络的输入端，T型匹配网络的输出端连接半波整流滤波电路的输入端，半波整流滤波电路的输出端连接OLED；半波整流滤波电路的等效模型为阻抗；谐振逆变器的开关管两端的电压为基波和三次谐波的叠加，二次谐波被滤除。本发明适用于驱动OLED。

Description

基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路
技术领域
本发明涉及OLED驱动技术领域。
背景技术
现如今，随着越来越多小型化、轻薄化的OLED出现，导致许多场合传统的LED逐渐被取代。
LED一般使用III-IV族无机半导体材料和化学气相沉淀(CVD)工艺制造。如同传统半导体行业一样，其制作成本较高，难以实现大尺寸化。因此，LED只能以点光源的形式得以应用。在室内通用照明领域，为了达到一定空间的照明亮度，LED需要很高的发光亮度，所以为了防止刺眼、产生柔和的光线，LED往往必须要加装灯罩使用。不过这样一来，LED灯具的发光效率也会随之下降。OLED是基于有机半导体材料制作的器件，目前产业化的主要以小分子有机材料为主，由于小分子OLED使用成本较低的玻璃作为基板，以大面积真空热蒸镀成膜工艺制造，所以OLED是先天的面光源技术。有机材料发光光谱的特点是其半波峰宽度很宽，因此白光OLED的光谱中没有较大的缺口，这使得OLED光源的显色指数非常优异，特别适合于室内通用照明，甚至是专业摄影等应用。而且，通过调节每种颜色材料的发光比例，可以产生出任意色调的光，以适应不同的应用场合。由于OLED具有非常大的发光面积，工作时产生的热量可以及时散发掉，无需散热装置，所以OLED可以非常轻薄，节省空间成本。
由于OLED与LED的内部的驱动电路十分相似，因此可以采用LED的驱动电路来设计OLED。最早的LED驱动电路主要是Buck电路，该电路结构简单，成本较低，但是缺点非常明显，即体积较大，另外Buck电路输出电流纹波较大，这样会使得LED的寿命降低。除此之外，Fly-back电路和集成半桥zeta转换器也常作为LED的驱动电路，这两种驱动电路转换效率较高，输出纹波较小，但是也还存在一个明显问题，即由较大滤波电感和滤波电容导致的体积大的问题。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有OLED驱动电路体积大的问题，从而提供基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路。基于拓扑的谐振逆变器相对于ClassE逆变器，开关管电压应力较小，对开关器件要求较低。高频OLED驱动电路采用的是无磁芯平面电感，实现平面化设计，更加贴合OLED的外形尺寸。
本发明所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，包括Class谐振逆变器1、T型匹配网络2和半波整流滤波电路3；
谐振逆变器1的输出端连接T型匹配网络2的输入端，T型匹配网络2的输出端连接半波整流滤波电路3的输入端，半波整流滤波电路3的输出端连接OLED；
半波整流滤波电路3的等效模型为阻抗；谐振逆变器1的开关管两端的电压为基波和三次谐波的叠加，二次谐波被滤除。
优选的是，谐振逆变器1包括电感LF、电感L2F、开关管S、电容CF和电容C2F；
电源Vin的正极连接电感LF的一端，电感LF的另一端同时连接开关管S的漏极、电容CF的一端和电感L2F的一端，并作为谐振逆变器1的输出端一，电感L2F的另一端连接电容C2F的一端，电容C2F的另一端、电容CF的另一端和开关管S的源极同时连接电源Vin的负极，并作为谐振逆变器1的输出端二。
优选的是，T型匹配网络2包括电容C1、电容CS和电感LS；
电容C1的一端连接谐振逆变器1的输出端一，电容C1的另一端同时连接电感LS的一端和电容CS的一端，电容CS的另一端作为T型匹配网络2的输出端一，电感LS的另一端连接谐振逆变器1的输出端二，并作为T型匹配网络2的输出端二。
优选的是，半波整流滤波电路3包括整流二极管D1、整流二极管D2和电容Co；
整流二极管D1的阴极同时连接T型匹配网络2的输出端一和整流二极管D2的阳极，整流二极管D2的阴极同时连接电容Co的一端和OLED的正极，整流二极管D1的阳极同时连接T型匹配网络2的输出端二、电容Co的另一端和OLED的负极。
优选的是，电容CF的电容取值满足如下条件：
系统环流损耗小于设定值；
传输功率满足要求；
大于开关管S的寄生电容。
优选的是，电感LF、电感L2F的电感取值和电容CF、电容C2F的电容取值满足如下关系：
fs为开关管S的额定开关频率。
优选的是，半波整流滤波电路3的等效阻抗ZR的取值满足如下关系：
ZR＝2RL/π2
RL为OLED的等效电阻。
优选的是，T型匹配网络2的等效阻抗ZL取值满足如下关系：
Vin为电源电压，Po为OLED的输出功率。
优选的是，电容Cs、电容C1的电容取值和电感LS的电感取值满足如下关系：
k的取值为1，ω＝2πfs，fs为开关管S的额定开关频率。
本发明的有益效果：
1、本发明中高频下参与谐振的电感均为纳亨的量级，无源元件的体积降低至最小化，实现了高功率密度。
2、逆变环节实现零电压开关导通ZVS工作状态，开关管电压应力降低至输入电压的3.3倍，实现了高效率。
3、采用T型匹配网络，系统不易受负载变化而改变软开关工作状态，实现高稳定性。
附图说明
图1是本发明的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路的电路原理图；
图2是具体实施方式一中的半波整流滤波电路的电路原理图；
图3是具体实施方式一中的T型匹配网络的电路原理图；
图4是具体实施方式一中的谐振逆变器的电路原理图；
图5是具体实施方式一中的开关管两端的电压基波与低次谐波的叠加波形；
(a)为基波与二次谐波，(b)为基波与三次谐波；
图6是具体实施方式一中的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电
路的等效阻抗网络示意图；
图7是实施例中RL为161Ω时开关管的驱动波形vGS及漏源极电压波形vDS；
图8是实施例中RL为100Ω时开关管的驱动波形vGS及漏源极电压波形vDS；
图9是实施例中RL为250Ω时开关管的驱动波形vGS及漏源极电压波形vDS。
具体实施方式
具体实施方式一：结合图1至图6具体说明本实施方式，本实施方式所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，包括谐振逆变器1(低电压应力谐振逆变器)、T型匹配网络2和半波整流滤波电路3；
谐振逆变器1的输出端连接T型匹配网络2的输入端，T型匹配网络2的输出端连接半波整流滤波电路3的输入端，半波整流滤波电路3的输出端连接OLED；
半波整流滤波电路3的等效模型为阻抗；谐振逆变器1的开关管两端的电压为基波和三次谐波的叠加，二次谐波被滤除。
优选的实施方式中，
谐振逆变器1包括电感LF、电感L2F、开关管S、电容CF和电容C2F；
电源Vin的正极连接电感LF的一端，电感LF的另一端同时连接开关管S的漏极、电容CF的一端和电感L2F的一端，并作为谐振逆变器1的输出端一，电感L2F的另一端连接电容C2F的一端，电容C2F的另一端、电容CF的另一端和开关管S的源极同时连接电源Vin的负极，并作为谐振逆变器1的输出端二。
优选的实施方式中，T型匹配网络2包括电容C1、电容CS和电感LS；
电容C1的一端连接谐振逆变器1的输出端一，电容C1的另一端同时连接电感LS的一端和电容CS的一端，电容CS的另一端作为T型匹配网络2的输出端一，电感LS的另一端连接谐振逆变器1的输出端二，并作为T型匹配网络2的输出端二。
优选的实施方式中，半波整流滤波电路3包括整流二极管D1、整流二极管D2和电容Co；
整流二极管D1的阴极同时连接T型匹配网络2的输出端一和整流二极管D2的阳极，整流二极管D2的阴极同时连接电容Co的一端和OLED的正极，整流二极管D1的阳极同时连接T型匹配网络2的输出端二、电容Co的另一端和OLED的负极。
1、半波整流滤波电路的设计
现有的高频谐振整流电路常采用Class E谐振式整流器，，ClassE谐振导致二极管要承受4到5倍的输出电压应力，这样对于输出电压较高的OLED驱动器是不利的，所以本设计中采用的是半波整流滤波电路，电路拓扑如图2所示。
本实施方式中，半波整流滤波电路的基波阻抗简化模型等效为阻抗ZR。因为整流二极管对变换器系统的工作状态影响很小，整流二极管的结电容在设计中也被忽略，所以整流环节等效阻抗ZR的值为：
ZR＝2RL/π2 (1)
这种简化模型的好处在于降低了整流环节的复杂性，尤其是在能量主要以基波成分的形式传输的系统，整流环节的损耗很小，不需要进行复杂的高次谐波成分分析。
2、T型匹配网络的设计
为了实现半波整流环节的负载可以满足逆变环节的功率输出，同时可以实现软开关工作状态，需要通过匹配网络转换负载的等效阻抗，从而实现逆变环节和整流环节的负载匹配。本设实施方式中采用的是T型匹配，该新型匹配网络能在输出功率变化时，使等效为阻性的整流环节经匹配网络后依旧呈现为阻性，提高整体电路的抗干扰能力。T型匹配网络如图3所示。
T型匹配网络主要由三个无源元件构成，分别为C1、CS、LS，为了突出设计的主要内容，这里用ZR代表整流环节的等效阻抗，ZL为T型匹配网络的等效阻抗，此时ZL的表达式为：
把s＝jω带入表达式(2)得：
此时若想使ZL呈现为阻性，则ZL表达式中的实部与实部之比须等于虚部与虚部之比，即如下：
设定C1＝kCS，整理公式(5)得：
将公式(6)带入公式(4)得：
则有：
所以Cs、C1的表达式如下：
将Cs的表达式带入公式(6)，可得LS的表达式：
当k取值为1时，此时若整流环节为阻性，则匹配网络的等效阻抗也为阻性。
3、谐振逆变器的设计
谐振逆变器拓扑由一个开关管结合一个合适的阻抗网络组成，结构简单，成本低，且通过合理的参数设计，能使得开关管实现ZVS导通和低电压应力的工作状态，由于谐振逆变器能实现高频下高效率和高功率密度，因此谐振逆变器多用于高频和超高频电路。本实施方式中的谐振逆变器拓扑如图4所示。
对于谐振逆变器，开关管需要工作在软开关状态，同时，要使开关管的电压应力较低。这两个特性主要受开关阻抗的影响。因此，上述两种特性的实现，依赖于逆变环节的各个谐振元件参数值的计算与设计。
图5给出了由基波分量与不同低次谐波的叠加波形。从中可以看出，二次谐波不利于降低开关的电压应力。然而，通过引入三次谐波却可以显著降低电压峰值。因此，通过叠加基波和三次谐波分量，可以获得较好的低电压应力的波形，由此，希望谐振逆变器开关管两端的电压为基波和三次谐波的叠加，而二次谐波分量被滤除。
谐振逆变器由多个谐振元件组成。若从时域角度来分析非常困难。本实施方式则从频域角度来分析逆变环节的开关阻抗。为了使系统可以保留基波和三次谐波分量而消除二次谐波成分，需保证从开关S的漏极到源极节点看到的阻抗ZDS，在ω和3ω处呈现相对较高的阻抗以引入基波分量和三次谐波。这里，ω为开关管S的频率。同时，它应在2ω处呈现零阻抗以消除二次谐波。
所提出的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路的等效阻抗网络ZDS如图6所示，其中ZL是T型匹配网络2的等效阻抗。
从图6可以看出，ZDS由ZIN和ZL两部分组成，其中ZIN可以表示为公式(12)。
如上所述，为了实现低电压应力的软开关状态，ZDS的两个极点应分别设置在ω和3ω附近，ZDS的零点应设置在2ω处。很明显，如果直接分析ZDS的零极点，分析结果将非常复杂。本实施方式采用近似的简单分析方法。将ZDS分为ZIN和ZL分别进行讨论。ZDS由ZIN和ZL并联。这里，由于负载分支对输入阻抗的影响较小，在这里先进行忽略。ZDS的阻抗在二次谐波处应接近于零。从计算的角度来看，ZIN的零点设置为2ω，而两个极点的位置分别设置为ω和3ω。因此它可以得到以下三个方程关系。
通过上述三个方程关系，一旦确定了CF的参数，也将确定其他三个谐振元件参数。在选择CF的参数时，需要考虑几个因素。较小的CF会导致较大的环流损耗。但较大的CF会使传输功率无法满足要求。同时，CF应大于开关管的寄生电容。
实施例：
以FL300OLED为例。三个OLED串联，额定状态下，输出电流368mA，输出电压59.2V，输出功率为21.8W，另外，开关管S的工作频率为10MHz，电源Vin电压为48V。
首先，OLED灯可以等效为直流电压源与电阻的串联，电压源的电压为Vr＝53.21V，电阻Rr＝16.31Ω，因此，OLED的等效电阻RL为161Ω。
等效电阻RL的计算说明：对于FL300OLED，产品参数为输出电流IO＝368mA，输出电压UO＝59.2V，输出功率为Po＝21.8W，等效模型为二极管模型，即包含压降U1和导通电阻Rr，表达式为UO＝U1+IO*Rr,已知压降U1＝53.21V即可计算出导通电阻Rr＝16.31Ω，再由UO＝IO*RL，则可算出RL＝161Ω。
由公式(1)可以计算出半波整流滤波电路的等效阻抗。
由公式(13)、(14)和(15)可以计算出谐振元件电感、电容的值。
由简化计算公式可以计算出逆变环节所需近似的负载阻抗。
为了满足逆变环节的输出功率需求，所以匹配环节的阻抗转换关系得到确定，代入公式(9)、(10)和(11)可以得到匹配网络的各元件参数。
至此，整个系统的所有元件参数都可以得到确定，具体参数如表1所示，其中，D为开关管S驱动波形占空比。
表1基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路的各元件参数
按照设计的参数进行仿真，仿真结果如图7所示，开关管S工作在软开关状态，开关损耗被消除。另外开关管的电压应力约是输入电压的3.3倍，降低了对器件的应力要求。
图8和图9给出了负载分别为RL＝100Ω和RL＝250Ω时的开关管电压波形，从仿真结果来看，软开关状态基本没有发生变化，验证了系统具有抗负载扰动的稳定特性。

Claims (9)

1.基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，包括 谐振逆变器(1)、T型匹配网络(2)和半波整流滤波电路(3)；
谐振逆变器(1)的输出端连接T型匹配网络(2)的输入端，T型匹配网络(2)的输出端连接半波整流滤波电路(3)的输入端，半波整流滤波电路(3)的输出端连接OLED；
半波整流滤波电路(3)的等效模型为阻抗；谐振逆变器(1)的开关管两端的电压为基波和三次谐波的叠加，二次谐波被滤除。
2.根据权利要求1所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，所述谐振逆变器(1)包括电感LF、电感L2F、开关管S、电容CF和电容C2F；
电源Vin的正极连接电感LF的一端，电感LF的另一端同时连接开关管S的漏极、电容CF的一端和电感L2F的一端，并作为谐振逆变器(1)的输出端一，电感L2F的另一端连接电容C2F的一端，电容C2F的另一端、电容CF的另一端和开关管S的源极同时连接电源Vin的负极，并作为谐振逆变器(1)的输出端二。
3.根据权利要求2所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，所述T型匹配网络(2)包括电容C1、电容CS和电感LS；
电容C1的一端连接谐振逆变器(1)的输出端一，电容C1的另一端同时连接电感LS的一端和电容CS的一端，电容CS的另一端作为T型匹配网络(2)的输出端一，电感LS的另一端连接谐振逆变器(1)的输出端二，并作为T型匹配网络(2)的输出端二。
4.根据权利要求3所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，所述半波整流滤波电路(3)包括整流二极管D1、整流二极管D2和电容Co；
整流二极管D1的阴极同时连接T型匹配网络(2)的输出端一和整流二极管D2的阳极，整流二极管D2的阴极同时连接电容Co的一端和OLED的正极，整流二极管D1的阳极同时连接T型匹配网络(2)的输出端二、电容Co的另一端和OLED的负极。
5.根据权利要求2所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，所述电容CF的电容取值满足如下条件：
系统环流损耗小于设定值；
传输功率满足要求；
大于开关管S的寄生电容。
6.根据权利要求2所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，所述电感LF、电感L2F的电感取值和电容CF、电容C2F的电容取值满足如下关系：
fs为开关管S的额定开关频率。
7.根据权利要求4所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，所述半波整流滤波电路(3)的等效阻抗ZR的取值满足如下关系：
ZR＝2RL/π2
RL为OLED的等效电阻。
8.根据权利要求7所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，所述T型匹配网络(2)的等效阻抗ZL取值满足如下关系：
Vin为电源电压，Po为OLED的输出功率。
9.根据权利要求8所述的基于低电压应力谐振逆变器的平面化高频OLED驱动电路，其特征在于，所述电容Cs、电容C1的电容取值和电感LS的电感取值满足如下关系：
k的取值为1，ω＝2πfs，fs为开关管S的额定开关频率。
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