CN109672495A - 一种基于连续相位调制的物理层网络编码方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 18
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 43
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 13
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 9
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 claims description 7
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 3
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims 1
- 238000011160 research Methods 0.000 abstract description 9
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 abstract description 3
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 abstract description 2
- 230000005039 memory span Effects 0.000 description 9
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 4
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- FKHYVJWYNYZPCA-SNVBAGLBSA-N (2s)-2-benzyl-3-(methylsulfonodiimidoyl)propanoic acid Chemical compound CS(=N)(=N)C[C@H](C(O)=O)CC1=CC=CC=C1 FKHYVJWYNYZPCA-SNVBAGLBSA-N 0.000 description 2
- 241000208340 Araliaceae Species 0.000 description 2
- 208000033126 Colobomatous microphthalmia Diseases 0.000 description 2
- 235000005035 Panax pseudoginseng ssp. pseudoginseng Nutrition 0.000 description 2
- 235000003140 Panax quinquefolius Nutrition 0.000 description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 2
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 2
- 235000008434 ginseng Nutrition 0.000 description 2
- 208000034367 isolated with coloboma microphthalmia Diseases 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 238000000342 Monte Carlo simulation Methods 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 229910002056 binary alloy Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 235000013399 edible fruits Nutrition 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0076—Distributed coding, e.g. network coding, involving channel coding
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Abstract
一种基于连续相位调制的物理层网络编码方法，在物理层网络编码PNC中采用连续相位调制CPM，CPM包括全响应及部分响应，CPM信号采用倾斜相位模型，中继信道中，两路叠加的CPM信号用联合状态网格图来表示，根据该网格图即可采用Viterbi算法实现对两路CPM信号的联合检测。本发明研究无线双向中继信道中基于CPM调制方式的物理层网络编码方案，适用于常规的CPM信号，并且对于具有特定形式调制指数的CPM信号，也能够大大减少叠加信号的网格状态数，从而降低检测复杂度。
Description
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，涉及无线双向中继通信中的物理层网络编码PNC，为一种基于连续相位调制的物理层网络编码方法。
背景技术
无线双向中继信道是一种典型的传输信道，在该场景中，两个源节点需要交互信息，但相互不在各自的通信覆盖范围内，因此需要通过中继节点的帮助来完成信息交换。参考文献[1]提出了基于译码转发(Decode and Forward，DF)协议的物理层网络编码(Physical-layer Network Coding，PNC)概念。它的核心思想是：中继节点利用电磁波的叠加特性，采用恰当的映射机制，将接收到的两个源节点信息映射为相应的数字比特流的异或信息，然后再广播出去，两个源节点通过比较自身发送的信息和接收到的中继广播信息，来得到对方节点的发送信息。和传统的中继方案相比，PNC减少了2个时隙的时间消耗，提高了100％的网络吞吐量。PNC已经被证明是可以逼近无线网络容量极限的有效方法。因此关于无线双向中继信道中的PNC技术研究已经成为现代无线通信的研究热点之一。
调制技术是PNC技术研究的一个重要领域，调制方式不同，中继节点的映射机制也不同。在双向中继信道中，针对不同调制方式的物理层网络编码的检测研究已相继展开。参考文献[2]分析了衰落信道下基于二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)的PNC检测性能。参考文献[3]给出了一种新的映射机制，去除了M-PSK叠加信号在中继节点处的星座点模糊现象。参考文献[4]-[6]研究了基于正交振幅调制(Quadrature AmplitudeModulation,QAM)的PNC系统。参考文献[7]研究了多进制脉幅调制(Pulse AmplitudeModulation，PAM)PNC系统，通过修正PAM信号空间距离给出中继节点处最佳比特级和数值级PNC映射机制以及相应的实现条件。参考文献[8]设计了基于QPSK-BPSK,8PSK-BPSK以及16QAM-BPSK调制方式的三种非对称PNC方案，并分析了系统误码率、吞吐量等性能。然而，目前相关研究大多还是采用PAM、PSK、QAM等无记忆线性调制方式，这类调制信号波形存在相位不连续、线性功放效率不高等缺点，因此难以高效地应用在功率严格受限的无线通信场合。
连续相位调制(Continuous Phase Modulation，CPM)是一种非线性恒包络调制，具有频谱效率高、抗邻道干扰能力强以及可以采用复杂度低的非线性放大器进行射频发射等诸多优点。将CPM调制方式引入PNC系统，如能在实现物理层网络编码优势的同时也发挥CPM技术的优势，则可以进一步提高系统的频谱效率和功率效率。目前有关采用CPM调制技术的PNC(CPM-PNC)研究还很少，参考文献[9]给出了采用连续相位频移键控(ContinuousPhase Frequency Shift Keying，CPFSK)调制的PNC系统的中继检测方案，CPFSK是一种成型脉冲为矩形的全响应CPM，但是该文献的算法有很大局限性，即只针对二进制的CPFSK调制，并且限制调制指数为整数。而在CPM调制体制中，整数值的调制指数被称为弱调制指数，一般并不被采用。参考文献[10][11]具体给出了PNC系统中基于CPFSK调制方式的相干检测算法；参考文献[12-13]给出了PNC中基于二进制全响应CPM(记忆长度为1的CPM)的非相干多符号检测算法。众所周知，部分响应CPM(记忆长度>1)信号能够充分利用调制过程中的记忆特性，比全响应CPM信号具有更高的频谱效率，并且在频谱效率和误码性能折中方面也具有优势，参见参考文献[14][15]。然而目前基于部分响应CPM调制方式的PNC检测方案设计及性能分析还未见有研究报道。
参考文献
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[15]J.Andersson,T.Aulin,and C.-E.Sundberg.“Digital Phase Modulation”.Plenum Press,1986.
[16]B.Rimoldi,“A decomposition approach to CPM,”IEEE Transactions onInformation Theory,vol.34,no.3,pp.260-270,Mar.1988.
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发明内容
本发明要解决的技术问题是：无线双向中继传输技术中，在将连续相位调制CPM调制方式引入物理层网络编码PNC系统，实现两者优势结合的需求下，需要提出采用CPM调制技术的PNC新方案，实现更好的通信效果。
本发明的技术方案为：一种基于连续相位调制的物理层网络编码方法，在物理层网络编码PNC中采用连续相位调制CPM，CPM信号采用倾斜相位模型，在中继通信的第一时隙，信源节点Si对各自的数据符号序列ui进行CPM调制，得到M进制的CPM信号si(t,ui)，ui＝{ui,0,ui,1,,ui,n,}，i∈{1,2}，n表示数据符号的数目；中继信道中，两路叠加的CPM信号用联合状态网格图来表示，用nT时刻两路CPM信号的状态组合以及相应的输入符号和输出状态组合来表示联合状态网格图，设(σ1,n,σ2,n)表示t＝nT时刻CPM信号s1(t,u1)和s2(t,u2)的联合状态，(u1,n,u2,n)表示t＝nT时刻的联合输入符号，(σ1,n+1,σ2,n+1)表示t＝(n+1)T时刻两路信号的联合状态，在联合输入符号(u1,n,u2,n)作用下，两路叠加信号的联合状态由(σ1,n,σ2,n)向(σ1,n+1,σ2,n+1)转变，即(σ1,n,σ2,n):(u1,n,u2,n)→(σ1,n+1,σ2,n+1)；设χn为两个信源符号u1,n与u2,n经异或后对应的符号值，对于两路信源有根据两路叠加信号的联合状态网格图，在中继节点处采用最大似然序列检测算法MLSD检测输入的符号对序列(u1,u2)＝{(u1,0,u2,0),(u1,1,u2,1),,(u1,n,u2,n),}，得到χ的估计值 在中继通信的第二时隙，中继节点将得到的符号序列进行CPM调制，然后将调制信号广播给信源节点Si，两个信源节点对接收到的单路CPM信号进行解调，得到的估计值再根据自身发送信息通过异或操作得到对方信息的估计值，完成通信。
进一步的，采用MLSD算法的中继检测过程为：
1)、对两路输入符号进行联合检测，即V(u1,u2)是译码度量，T0表示积分区间，r(t)为中继节点接收到的混合信号，采用Viterbi算法对两路CPM信号的联合状态网格路径进行搜索，通过计算所有可能路径的译码度量值，使译码度量最小的那个联合输入符号对序列即为检测结果；
2)获得两个信源节点输入符号的异或值，即
本发明主要是研究中继节点的物理层网络编码方案，因为信号的调制方式不同，中继节点的PNC检测方案也不同，本发明的改进在于：
1、将通用的CPM(含全响应和部分相应CPM)信号引入采用物理层网络编码的双向中继信道。目前相关文献[9-13]仅仅研究了基于全响应CPM信号的物理层网路编码方案，具有局限性，本发明则具有更好的适用性。
2、在物理层网络编码方案设计上：
(1)本发明设计了中继节点处两路CPM信号的联合状态网格图，给出了不同参数下的联合状态数。其中每一路CPM信号都采用倾斜相位模型，联合状态网格图中的状态为联合的相位状态和关联状态，而不仅仅是如现有技术那样联合的相位状态[10-13]，根据该网格图即可采用Viterbi算法实现对两路CPM信号的联合检测。
(2)本发明设计了中继节点处两个信源节点输入符号的异或算法。对于常规CPM信号，其异或算法为“联合比特级异或及M进制映射”[10-13]，从而得到广播阶段中继节点的传输符号；对于本发明采用的倾斜相位CPM信号，经研究发现，由于中继的传输符号仍然为修正的符号，所以采用常规的异或算法即可。
本发明研究无线双向中继信道中基于CPM调制方式的物理层网络编码方案，这里的CPM包括全响应及部分响应。通过利用CPM的倾斜相位模型[16]以及CPM信号的记忆特性，在中继节点处采用最大似然序列检测(Maximum-Likelihood Sequence Detection，MLSD)算法实现对叠加信号的检测。该方案适用于常规的CPM信号，并且对于具有特定形式调制指数的CPM信号，也能够大大减少叠加信号的网格状态数，从而降低检测复杂度。
附图说明
图1为不同参数条件下的CPM信号状态网格图，即ML网格图，(a)M＝2,h＝1/2,L＝1，(b)M＝4,h＝1/4,L＝1，(c)M＝2,h＝1/2,L＝2，(d)M＝2,h＝1/3,L＝2，(e)M＝2,h＝1/2,L＝3。
图2为CPM-PNC系统模型。
图3为联合状态转移分支的示意图。
图4为两路CPM信号联合状态网格图，(a)M＝2,h＝1/2,L＝1，(b)M＝2,h＝1/2,L＝2。
图5为采用2-CPM调制方式的中继检测误码性能。
图6为采用4-CPM调制方式的中继检测误码性能。
具体实施方式
下面具体说明本发明的实施，首先介绍本发明的系统模型。
1、CPM信号模型
文献[15-16]给出了CPM信号的表达式，其中文献[15]定义了CPM信号的常规模型，文献[16]提出了CPM信号的倾斜相位模型。目前有关CPM-PNC的研究[9-13]都是基于CPM信号常规相位[15]，而本发明中涉及的CPM信号则采用倾斜相位模型[16]，其中调制指数h为有理数，可表示为h＝K/P，K和P为互质的正整数。
对于M进制的CPM(M-CPM)信号，假设输入的符号序列为u＝{u0,u1,,un,}，un∈{0,1,,M-1}，un为每个符号周期T内传输的符号，这里的u为修正的符号序列，与常规的M-CPM信号的输入符号序列α＝{α0,α1,α2,,αn,}，αn∈{±1,±3,,±(M-1)}有如下关系：统计独立同分布且概率相等。其复基带信号在nT≤t≤(n+1)T时间间隔内可表示为：
其中E表示符号能量，且E＝log2M·Eb，Eb为比特能量；ψ(t,u)为倾斜相位，若令t＝τ+nT，0≤τ<T，则ψ(t,u)可表示为[16]：
其中，q(·)是持续时间为LT的相位成形脉冲的积分。L为记忆长度，如果L＝1，该信号为全响应CPM信号；如果L>1，则为部分响应CPM信号。W(τ)是与输入数据无关项。
令
则式(2)可以写成
式(5)右边第一项与输入数据有关，但是时不变的，总共有P个值。常规的CPM相位展开式相应项表示的相位状态共有P或2P(K为奇数时)个[15]。因此当K为奇数时，倾斜相位表示的相位状态数减半。
根据文献[16]，在t＝nT时刻，CPM信号状态由相位状态vn和关联状态{un-1,,un-L+1}共同决定，通常表示为：
σn＝[un-1,,un-L+1,vn] (6)
需要指出的是，对于记忆长度L＝1，即全响应CPM，相应的信号状态完全由相位状态vn决定。显然，倾斜相位ψ(t,u)可以用ψ(t,un,σn)表示，相应的CPM信号s(t,u)可以用s(t,un,σn)表示，其中nT≤t≤(n+1)T。用倾斜相位表示的CPM信号状态被称为最大似然((Maximum-Likelihood，ML)状态，相应的网格图被称为ML网格图，网格图中的状态数为SML＝ML-1P，其中P为相位状态数，ML-1为关联状态数。nT时刻状态转移条件为输入的数据符号un。图1给出了不同参数条件下的CPM信号状态网格图。
2、CPM-PNC系统模型
CPM-PNC系统模型如图2所示，两个信源节点S1和S2要进行信息交换，但是分别不在各自的覆盖范围内，需要通过中继节点R进行转发，所有节点均配置单天线、工作在半双工模式并且采用CPM调制方式。假设信号发送功率相等，系统完全同步，信道为加性高斯白噪声信道。
信源节点S1和S2之间的双向通信需要经过两个阶段：多址接入(Multiple Access，MAC)阶段及广播(Broadcast，BC)阶段。
在第一时隙，即MAC阶段，信源节点Si对各自的数据符号序列ui进行CPM调制，其中ui＝{ui,0,ui,1,,ui,n,}，i∈{1,2}，n表示数据符号的数目，然后同时将调制信号si(t,ui)发送给中继节点R，中继R收到的复基带信号可表示为
r(t)＝s1(t,u1)+s2(t,u2)+nR(t) (7)
式中，nR(t)是均值为0、单边功率谱密度为N0的复高斯白噪声。
定义符号序列χ＝{χ0,χ1,,χn,}，其中χn∈{0,1,,M-1}为两个信源符号u1,n与u2,n经异或后对应的符号值，其数学定义为为表达方便，这里将χ表示为即χ中的元素为u1和u2对应位置上的元素经过异或操作后得到的结果。中继R对接收到的混合信号r(t)进行PNC检测，从而得到χ的估计值
在第二时隙，即BC阶段，中继R将PNC检测后得到的符号序列进行CPM调制，然后将调制信号广播给S1和S2。两个信源节点对接收到的单路CPM信号进行解调，得到的估计值再根据自身发送信息通过异或操作得到对方信息的估计值。即
虽然目前已有文献研究了单路CPM信号的接收算法[17]，但在无线双向中继的整个信息交换过程中，中继节点如何实现PNC检测得到信源符号的异或信息是需要解决的关键问题。这里不再赘述第二时隙源端的检测，本发明重点研究了中继节点的PNC检测算法，解决中继节点对接收到的两路叠加的CPM信号如何实现PNC检测的问题。
下面介绍本发明的中继检测算法。
前面指出CPM信号可以用状态网格图表示，对于两路叠加的CPM信号，本发明提出了一种联合状态网格图，用nT时刻两路CPM信号的状态组合以及相应的输入符号和输出状态组合来表示联合状态网格图。本发明联合状态网格图中的一个转移分支如图3所示，其中(σ1,n,σ2,n)表示t＝nT时刻CPM信号s1(t,u1)和s2(t,u2)的联合状态，(u1,n,u2,n)表示t＝nT时刻的联合输入符号，(σ1,n+1,σ2,n+1)表示t＝(n+1)T时刻两路信号的联合状态。显然，在联合输入符号(u1,n,u2,n)作用下，两路叠加信号的联合状态由(σ1,n,σ2,n)向(σ1,n+1,σ2,n+1)转变。该状态转移可表示为：
(σ1,n,σ2,n):(u1,n,u2,n)→(σ1,n+1,σ2,n+1) (8)
图4(a)给出了M＝2,h＝1/2,L＝1时，两路CPM信号联合状态网格图。图4(b)给出了M＝2,h＝1/2,L＝2时，两路CPM信号联合状态网格图。
物理层网络编码的核心问题就在于中继节点如何将两路叠加的信息映射为相应的异或信息，因此中继检测的目的就是获得χ的估计值本发明方法中，根据两路叠加信号的联合状态网格图，采用MLSD算法检测输入的符号对序列(u1,u2)＝{(u1,0,u2,0),(u1,1,u2,1),,(u1,n,u2,n),}，进而得到χ的估计值。采用MLSD算法的中继检测方案表示为
其中，T0表示积分区间。显然，式(9)等价为
其中，V(u1,u2)是译码度量，表达式为
由式(10)可以看出，中继检测过程可分为两步：
(1)、对两路输入符号进行联合检测，即：
(2)、获得两个信源节点输入符号的异或值，即
在第一步中，可以采用Viterbi算法对两路CPM信号的联合状态网格路径进行搜索，通过计算所有可能路径的度量值来选择使译码度量V最小的那个联合输入符号对序列
式(8)定义了在nT≤t≤(n+1)T间隔内两路叠加信号的联合状态转移，根据Viterbi算法，其对应的分支度量可表示为：
相应的，在0≤t≤(n+1)T区间长度上，对于一个可能的联合输入符号对序列其对应的译码度量可表示为：
在第二步中，我们需要得到两个源节点输入符号的异或值，即其中的元素这里的为常规的异或操作。
为方便理解本发明含义、明确各阶段信息之间关系，表1以M＝4为例给出了无差错传输时，信源发送信息、中继检测信息以及信源检测信息的对应关系，其中αi,n，i∈{1,2}为常规的传输符号[9-13]，ui,n为对应的修正的传输符号。
表1 CPM-PNC系统中信源与中继处信息的对应关系(M＝4)
前面已经指出对于调制指数h＝K/P，K和P为互质正整数的CPM信号，采用倾斜相位表示的优势在于当K为奇数时，其译码网格状态数减半，为ML-1P(采用常规相位表示的译码网格状态数为2ML-1P[15])，同样的，对于两路CPM信号，其联合状态网格图中的状态数也必然减少，从而降低中继节点的检测复杂度。假设两路信号初始相位为0，系统完全同步，对于一些常用的CPM信号，中继采用MLSD算法的译码网格状态数如表2所示。
表2中继检测的译码网格状态数比较
最后对本发明的方法进行误码性能仿真，利用蒙特卡洛仿真来检验所提方案的性能，仿真中假设系统完全同步，信道为加性高斯白噪声信道，所有节点均采用参数相同的CPM调制方式。
图5给出了采用调制指数分别为1/2和1/3，记忆长度分别为1和2的2-CPM调制方式时，中继PNC检测的误符号率(Symbol Error Rate，SER)性能仿真曲线。可以看出h＝1/2的SER性能要优于h＝1/3的性能，记忆长度对SER影响不大。图中还给出了记忆长度为1时，文献[10-11]提出的采用常规相位表示的中继检测SER，即图中的常规相位曲线，显然，两者性能相同，但是本发明提出的方案涉及的译码网格状态数减半，所以检测复杂度大大降低。
图6给出了采用调制指数分别为1/4和3/4，记忆长度分别为1和2的4-CPM调制方式时，中继PNC检测的SER性能仿真曲线。可以看出h＝3/4的SER性能要远远优于h＝1/4的性能；在相同SER条件下，当h＝1/4时，L＝2比L＝1有1dB的性能损失，当h＝3/4时，L＝2比L＝1有1dB的性能增益。图中还给出了记忆长度为1时，文献[10-11]提出的采用常规相位表示的中继检测SER，即图中的常规相位曲线，显然，本发明提出的方案能够在不损失误码性能的基础上大大降低检测复杂度。
本发明将CPM调制技术和物理层网络编码技术相结合，利用CPM信号的倾斜相位模型和最大似然准则设计了无线双向中继信道中基于CPM调制方式的物理层网络编码方案。该方案既适用于全响应CPM信号也适用于部分响应CPM信号，并且能够减少叠加信号的网格状态数，降低检测复杂度。此外，在实际系统设计中，可以根据功率配置、信道带宽等需求选择合适的调制参数。例如，当信道条件较差时，为提高误码性能，可以选择的调制指数较大的CPM信号；当信道带宽受限时，为提高频谱效率，可以选择调制指数较小的部分响应CPM信号。
Claims (2)
1.一种基于连续相位调制的物理层网络编码方法，在物理层网络编码PNC中采用连续相位调制CPM，其特征是CPM信号采用倾斜相位模型，在中继通信的第一时隙，信源节点Si对各自的数据符号序列ui进行CPM调制，得到M进制的CPM信号si(t,ui)，ui＝{ui,0,ui,1,,ui,n,}，i∈{1,2}，n表示数据符号的数目；中继信道中，两路叠加的CPM信号用联合状态网格图来表示，用nT时刻两路CPM信号的状态组合以及相应的输入符号和输出状态组合来表示联合状态网格图，设(σ1,n,σ2,n)表示t＝nT时刻CPM信号s1(t,u1)和s2(t,u2)的联合状态，(u1,n,u2,n)表示t＝nT时刻的联合输入符号，(σ1,n+1,σ2,n+1)表示t＝(n+1)T时刻两路信号的联合状态，在联合输入符号(u1,n,u2,n)作用下，两路叠加信号的联合状态由(σ1,n,σ2,n)向(σ1,n+1,σ2,n+1)转变，即(σ1,n,σ2,n):(u1,n,u2,n)→(σ1,n+1,σ2,n+1)；设χn为两个信源符号u1,n与u2,n经异或后对应的符号值，对于两路信源有χ＝u1⊕u2，根据两路叠加信号的联合状态网格图，在中继节点处采用最大似然序列检测算法MLSD检测输入的符号对序列(u1,u2)＝{(u1,0,u2,0),(u1,1,u2,1),,(u1,n,u2,n),}，得到χ的估计值 在中继通信的第二时隙，中继节点将得到的符号序列进行CPM调制，然后将调制信号广播给信源节点Si，两个信源节点对接收到的单路CPM信号进行解调，得到的估计值再根据自身发送信息通过异或操作得到对方信息的估计值，完成通信。
2.根据权利要求2所述的一种基于连续相位调制的物理层网络编码方法，其特征是采用MLSD算法的中继检测过程为：
1)、对两路输入符号进行联合检测，即V(u1,u2)是译码度量，T0表示积分区间，r(t)为中继节点接收到的混合信号，采用Viterbi算法对两路CPM信号的联合状态网格路径进行搜索，通过计算所有可能路径的译码度量值，使译码度量最小的那个联合输入符号对序列即为检测结果；
2)获得两个信源节点输入符号的异或值，即
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN201710952229.9A CN109672495B (zh) | 2017-10-13 | 2017-10-13 | 一种基于连续相位调制的物理层网络编码方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN109672495A true CN109672495A (zh) | 2019-04-23 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201710952229.9A Active CN109672495B (zh) | 2017-10-13 | 2017-10-13 | 一种基于连续相位调制的物理层网络编码方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN109672495B (zh) |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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