CN109669061B - 一种电流采样补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电流采样补偿电路，包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D1、电容C4和MOS管Q2，电阻R3的一端连接采样电路的输出端，另一端经电阻R4后连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接电阻R3的另一端，源极接地，栅极连接电容C4的一端，电容C4的另一端连接控制芯片U1的SS脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。本发明通过分段补偿，可以在开关电源启动的数秒时间内或启动过程中，通过控制增大开关电源的过载保护点，使开关电源能提供足够的峰值功率，满足开关电源正常带负载启动；当数秒后或正常工作后，电流采样补偿电路自动控制减小过载保护点，不影响正常过载保护。

Description

一种电流采样补偿电路

技术领域

本发明涉及AC-DC、DC-DC电流采样，特别涉及开关电源的电流采样补偿电路。

背景技术

在开关电源应用中，常常将开关电源的上电冲击电流，列为主要指标之一，因此多数开关电源都有采取限制上电冲击电流的措施，对于500W以上功率的开关电源主要采用继电器和功率电阻配合使用，通过继电器对电路的切换，实现限制上电冲击电流，而在500W以下功率的开关电源，其中最常用的方法就是在开关电源输入回路中串联热敏电阻(NTC)，通过热敏电阻在启机时温度低阻值大的特性实现限制上电冲击电流。

随着中小功率开关电源技术的普及，使用范围不断的扩大，不同地区、地域的环境温度千差万别，由于热敏电阻(NTC)在低温环境下阻值很大，达到了十几欧姆至几十欧姆，在电源输入低压冷机加载或容性负载启动时，常常会导致开关电源内部直流母线电压大幅下降，从而引起启机不良或不能正常带负载启动。

为了能满足中小功率开关电源在不同地区、地域使用，应用最广泛的办法就是，加入电流采样补偿电路，保证开关电源输入高电压与输入低电压时的过载(也称之为过功率，下文其它地方“过载”与“过功率”也具有相同含义)点有较好的一致性，同时适当的加大过载保护点，这样一来，会导致过载保护作用减弱，甚至当持续大幅过载时，电源损坏，使过载保护电路失去其应有的保护作用，如果增大开关电源的设计余量，会导致过设计，导致开关电源成本增加。

图1为现有的开关电源电流采样补偿原理框图，如图1所示：包括电阻R3组成的采样补偿电路及电阻R1、电阻R2、电容C1、电容C2、电容C3、控制芯片U1和开关管Q1组成的其它电路。

其中开关管Q1为开关电源的主功率开关管；U1为开关电源的控制芯片；电阻R1、电阻R2和电容C1首尾相接组成电流采样电路，电阻R1为开关电源的峰值电流采样电阻，电阻R1的一端为电流采样电路的输入端，连接开关管Q1的源极，电阻R1的另一端接地(GND)，电阻R2和电容C1的连接点为电流采样电路的输出端，连接控制芯片U1的CS脚，电阻R2和电容C1的作用为滤除采样信号的上升沿与下降沿产生的毛刺；电容C2连接在制芯片U1的VCC脚和地之间，用于滤除接入的供电电源中存在的纹波噪声；电容C3连接在制芯片U1的SS脚和地之间，用于设定软启动持续时间。

控制芯片U1为电流控制模式的PWM芯片，相关引脚定义如下：

FB脚：电压反馈端，用于反馈输出电压信号，也可以称之为电压误差放大器输入端、补偿输入端

CS脚：电流采样输入端，用于检测原边电流，并允许选择斜坡补偿振幅，也可以称之为电流采样输入端、电流信号输入端、峰值电流输入端；

SS脚：软启动端，用于通过接地电容器设定软启动持续时间，也可对应其他芯片中的SHUTDOWN、VREF引脚。

ONSEMI公司的NCP1252E为控制芯片U1的一种具体的可选芯片，其英文技术手册中的引脚说明翻译后如下：

FB：电压反馈引脚，用于反馈输出电压信号；

BO：掉电输入引脚，用于检测输入电压的波形从而实现欠压保护；

CS：电流采样输入引脚，用于检测原边电流，并允许选择斜坡补偿振幅；

RT：定时器件连接引脚，用于通过接地电阻固定开关频率；

SS：软启动引脚，用于通过接地电容器设定软启动持续时间。

VCC：供电引脚，用于为控制芯片提供工作电压；

DRV：驱动引脚，用于连接MOS管的栅极

GND：参考地引脚。

图1中的VCC由开关电源辅助供电电路提供，现有技术VCC的电压会随着输入电压的升高而升高，随着输入电压的降低而降低，通过采样补偿电路(即补偿电阻R3)实现在不同的VCC电压下对应不同的补偿深度，从而达到补偿输入电压对过载保护点的影响。

上述电流采样补偿电路的优点为电路简单，只需一只电阻R3即可实现补偿后输入电压对过载保护点几乎没有影响。但是电路并没有实现提升电源输入低压、低温环境下冷机加载或容性负载启动时，所需要的峰值功率。

发明内容

有鉴于此，本发明主要解决上述的问题，提供一种电流采样补偿电路，不仅能能实现补偿后输入电压对过载保护点几乎没有影响，并且还能提升电源输入低压、低温环境下冷机加载或容性负载启动时，所需要的峰值功率。

本申请的总的发明构思为：采用分段补偿当开关电源在输入低压、低温环境下冷机加载或容性负载启动时，电流采样补偿电路切换为较大的过载保护点，以保证电源正常带负载启动，在电路切换为较大的过载点带负载启动后，开关电源中的热敏电阻(NTC)会被迅速加热阻值减小，从而不影响开关电源正常工作；在开关电源启动一段时间后或输出电压正常后，电流采样补偿电路将切换为较小的过载保护点，若此时开关电源过载输出，电流采样补偿电路会按照较小的过载保护点响应保护。

依据上述发明构思，本发明依据时间，分为启动阶段和正常工作阶段进行分段控制，技术方案如下：

方案一：一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D1、电容C4和MOS管Q2，电阻R3的一端用于连接采样电路的输出端，电阻R3的另一端经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接电阻R3的另一端，源极接地，栅极连接电容C4的一端，电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的SS脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

方案二：一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C4、三极管Q2、三极管Q3和MOS管Q4，电阻R3的一端用于连接采样电路的输出端，电阻R3的另一端经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，电阻R3的另一端还依次经三极管Q2的发射极和集电极后接地，电容C4连接于三极管Q2的发射极和集电极之间，MOS管Q4的栅极用于连接控制芯片U1的SS脚，漏极连接电阻R6的一端和连接Q3的基极，源极接地，电阻R6的另一端用于连接控制芯片U1的VCC脚，电阻R6的另一端还依次经电阻R5、三极管Q3的发射极、三极管Q3的集电极，以及电阻R7后接地，三极管Q2的基极连接三极管Q3的集电极。

方案三：一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括二极管D1、二极管D2、电阻R4、电阻R5、电容C4和MOS管Q2，二极管D2的阴极用于连接采样电路的输出端，二极管D2的阳极经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接二极管D2的阳极，源极接地，栅极连接电容C4的一端，电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的SS脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

方案四：一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括二极管D2、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C4、三极管Q2、三极管Q3和MOS管Q4，二极管D2的阴极用于连接采样电路的输出端，二极管D2的阳极经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，二极管D2的阳极还依次经三极管Q2的发射极和集电极后接地，电容C4连接于三极管Q2的发射极和集电极之间，MOS管Q4的栅极用于连接控制芯片U1的SS脚，漏极连接电阻R6的一端和三极管Q3的基极，源极接地，电阻R6的另一端用于连接控制芯片U1的VCC脚，电阻R6的另一端还依次经电阻R5、三极管Q3的发射极、三极管Q3的集电极，以及电阻R7后接地，三极管Q2的基极连接三极管Q3的集电极。

依据上述发明构思，本发明依据输出电压建立情况，分为开环阶段和闭环阶段进行分段控制，技术方案如下：

方案一：一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、二极管D1、电容C4和MOS管Q2，电阻R3的一端用于连接采样电路的输出端，电阻R3的另一端经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接电阻R3的另一端，源极接地，栅极经电阻R6后连接电容C4的一端，电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的FB脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

方案二：一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括二极管D1、二极管D2、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电容C4和MOS管Q2，二极管D2的阴极用于连接采样电路的输出端，二极管D2的阳极经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接二极管D2的阳极，源极接地，栅极经电阻R6后连接电容C4的一端，电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的FB脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

本发明的工作原理将结合具体实施例进行详细分析，在此不赘述，有益效果如下：

本发明通过分段补偿，可以在开关电源启动的数秒时间内或启动过程中，通过控制增大开关电源的过载保护点，使开关电源能提供足够的峰值功率，满足开关电源正常带负载启动；当数秒后或正常工作后，电流采样补偿电路自动控制减小过载保护点，不影响正常过载保护。

附图说明

图1为现有的开关电源电流采样补偿原理框图；

图2为本发明第一实施例原理框图；

图3为本发明第一实施例工作波形示图；

图4为本发明第二实施例原理框图；

图5为本发明第二实施例工作波形示图；

图6为本发明第三实施例原理框图；

图7为本发明第三实施例工作波形示图；

图8为本发明第四实施例原理框图。

具体实施方式

为了使得本领域的技术人员更加容易理解本发明，下面结合具体的实施方式对本发明进行说明。

第一实施例

图2所示为本发明第一实施例原理框图，与图1不同之处在于还包括电阻R4、电阻R5、二极管D1、电容C4和MOS管Q2，电阻R4插入电阻R3的另一端与控制芯片U1的VCC脚之间，MOS管Q2的漏极连接电阻R3的另一端，源极接地，栅极连接电容C4的一端，电容C4的另一端连接电容C3的一端，电阻R5的一端连接MOS管Q2的栅极，另一端连接MOS管Q2的源极，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

工作原理说明：

本实施例只针对改进点进行重点分析，并且认为MOS管Q2的导通阻抗忽略不计，结合图3所示本发明第一实施例工作波形示图，分析如下：

1、当开关电源上电启动后，VCC电压上升至U1的开启电压后，U1开始工作，U1输出PWM脉冲驱动开关管Q1，使开关电源输出电压开始建立。U1的SS引脚将提供最大11uA的输出电流，为C3充电，C3两端电压逐渐上升，同时U1的SS引脚输出电流通过C4为Q2的栅极电容充电(R5电阻取值非常大)，U1的SS引脚输出电流通过R5为C4电容充电(R5电阻取值非常大)，使C3、C4两端与Q2的栅极电压逐渐上升，充电电流逐渐减小。

2、当Q2的栅极电压上升到Q2开启电压时，Q2开启导通，由图2电路可知，R3与R4的连接点电压被拉低至GND，此时R3对U1的CS引脚采样电流信号进行分流，使U1的CS引脚采样电流信号电平变低。此时电源的过载保护点升高，电源可以为负载提供较大的峰值功率，满足电源输入低压、低温环境下冷机加载或容性负载时正常启动。

3、当Q2的栅极电压与C4两端电压之和，等于U1的SS引脚电压时，U1的SS引脚输出电流通过C4为Q2的栅极电容充电电流减小为0uA后，U1的SS引脚输出电流继续通过R5为C4充电，与此同时，C4两端电压逐渐上升，Q2的栅极电压随C4两端电压逐渐上升而下降，与此同时R5也会对Q2的栅极放电。

4、当Q2的栅极电压逐渐下降至Q2的关断电压时，Q2关断。但是U1的SS引脚输出电流仍继续通过R5为C4充电，直至Q2的栅极电压逐渐减小到约0V，C4两端电压约等于U1的SS引脚电压。Q2关断后，由图2电路可知，VCC端通过R4、R3补偿电流到U1的CS引脚，使U1的CS引脚采样电流信号电平升高，此时电源的过载保护点降低，恢复正常的过载保护点。电流采样补偿电路会按照正常的过载保护点响应保护。

5、当开关电源下电关机时，VCC电压下降至U1的欠压保护点电压后U1通过SS脚、D1对C4放电，开关电源停止输出。当电源重上电启动后，将重复上述过程。

通过上述对电路工作原理的分析，本发明的一种电流采样补偿电路第一实施例，是通过将时间，分为启动阶段和正常工作阶段，启动阶段时补偿电路可以提供较大的过载保护点，使开关电源可以提供足够的峰值功率，满足电源输入低压、低温环境下冷机加载或容性负载时正常启动，正常工作阶段时补偿电路降低了过载保护点，使开关电源的过载保护更可靠、更安全。

第二实施例

图4所示为本发明第二实施例原理框图，与第一实施例不同之处在于还包括电阻R6，电阻R6连接于电阻R5的一端和二极管D1的阴极之间，并且电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的FB脚。

图5所示为第二实施例工作波形示图，其工作原理为：

1、当开关电源上电启动后，VCC电压上升至U1的开启电压后，U1开始工作，U1输出PWM脉冲驱动开关管Q1，使开关电源输出电压开始建立。此时开关电源处于开环状态，所以U1的FB引脚输出电压约为6V，U1的FB引脚输出电流通过C4、R6为Q2的栅极电容充电，U1的FB引脚输出电流通过R5、R6为C4电容充电，使Q2的栅极电压迅速上升，C4两端电压缓慢上升，充电电流逐渐减小。

2、当Q2的栅极电压上升到Q2开启电压时，Q2开启导通，由图4电路可知，R3与R4的连接点电压被拉低至GND，此时R3对U1的CS引脚采样电流信号进行分流，使U1的CS引脚采样电流信号电平变低。此时电源的过载保护点升高，电源可以为负载提供较大的峰值功率，满足电源输入低压、低温环境下冷机加载或容性负载时正常启动。

3、当输出电压建立后，开关电源进入闭环状态，U1的FB引脚输出压开始下降，最后稳定在一个范围内波动。U1的FB引脚不断的通过R5、R6对C4小幅度充电、通过D1对C4小幅度放电。R5对Q2栅极放电，Q2栅极电压逐渐下降。

4、当Q2的栅极电压逐渐下降至Q2的关断电压时，Q2关断。由图4电路可知，VCC端通过R4、R3补偿电流到U1的CS引脚，使U1的CS引脚采样电流信号电平升高，此时电源的过载保护点降低，恢复正常的过载保护点。电流采样补偿电路会按照正常的过载保护点响应保护。

5、当开关电源下电关机时，VCC电压下降至U1的欠压保护点电压后U1通过FB脚、D1对C4放电，开关电源停止输出。当电源重上电启动后，将重复上述过程。

通过上述对电路工作原理的分析，本发明的一种电流采样分段补偿电路第二实施例，是通过输出电压建立情况，分为开环阶段(对应第一实施例的启动阶段)和闭环阶段(对应第一实施例的正常工作阶段)，开环阶段时补偿电路可以提较大的过载保护点，使开关电源可以提供足够的峰值功率，满足电源输入低压、低温环境下冷机加载或容性负载时正常启动，闭环阶段时补偿电路降低了过载保护点，使开关电源的过载保护更可靠、更安全。

第三实施例

图6所示为本发明第三实施例原理框图，与图1不同之处在于还包括电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C4、三极管Q2、三极管Q3和MOS管Q4，电阻R4插入电阻R3的另一端与控制芯片U1的VCC脚之间，电阻R3的另一端依次经三极管Q2的发射极和集电极后接地，电容C4连接于三极管Q2的发射极和集电极之间，MOS管Q4的栅极用于连接控制芯片U1的SS脚，漏极连接电阻R6的一端和三极管Q3的基极，源极接地，电阻R6的另一端用于连接控制芯片U1的VCC脚，电阻R6的另一端还依次经电阻R5、三极管Q3的发射极、三极管Q3的集电极，以及电阻R7后接地，三极管Q2的基极连接三极管Q3的集电极。

图7所示为第三实施例工作波形示图，其工作原理为：

1、当电源上电启动后，VCC电压上升至U1的开启电压后，U1开始工作，U1输出PWM脉冲驱动开关管Q1，使电源输出电压开始建立。U1的SS引脚将提供最大11uA的输出电流，为C3充电，C3两端电压逐渐上升，同时U1的SS引脚输出电流为Q4的栅极电容充电，使C3、Q4的栅极电压逐渐上升，充电电流逐渐减小，由图6电路可知，此时Q4、Q3为关断状态，Q2为导通状态，R3与R4的连接点电压被拉低至GND，此时R3对U1的CS引脚采样电流信号进行分流，使U1的CS引脚采样电流信号电平变低。此时电源的过载保护点升高，电源可以为负载提供较大的峰值功率，电源输出电压开始上升，输出功率逐渐变大。

2、由图6电路可知，当Q4管的栅极电压上升到Q4开启电压时，Q4和Q3开启导通后，Q2变为截止导通状态，此时VCC通过R4对C4充电、U1的CS引脚通过R3对C4充电，使C4两端的电压逐渐上升，随着C4两端的电压逐渐上升，VCC通R4、R3对U1的CS引脚的补偿电流也逐渐增大，使U1的CS引脚采样电流信号电平逐渐增大，此时电源的过载保护点逐渐减小，开关电源启动完成，直到VCC通R4、R3对U1的CS引脚的补偿电流达到最大为止，电源的过载保护点恢复到正常。电流采样补偿电路会按照正常的过载保护点响应保护。

3、当开关电源下电关机时，VCC电压下降至U1的欠压保护点电压后U1通过SS脚、Q4、Q3、Q2对C4放电，开关电源停止输出。当电源重上电启动后，将重复上述过程。

通过上述对电路工作原理的分析，本发明的一种电流采样分段补偿电路第三实施例，与第一实施例相同，也是通过时间，分为启动阶段和正常工作阶段，启动阶段时补偿电路可以提较大的过载保护点，使电源可以提供足够的峰值功率，满足电源输入低压、低温环境下冷机加载或容性负载时正常启动，正常工作阶段时补偿电路缓慢地降低了过载保护点，使电源的过载保护更可靠、更安全。

第四实施例

图8所示为本发明第四实施例原理框图，与第一实施例不同之处在于将电阻R3更换为二极管D2，二极管D2的阳极连接电阻R4，阴极连接采样电路的输出端。工作波形与第一实例类同，工作原理也相似，不同之处在于：当Q2的栅极电压上升到Q2开启电压时，Q2开启导通，D2与R4的连接点电压被拉低至GND，此时D2截止，VCC端不能通过R4、D2补偿电流到U1的CS引脚，而第一实施例则是通过R3对U1的CS引脚采样电流信号进行分流，使U1的CS引脚采样电流信号电平变低，本实施例因为不用考滤电阻R3对U1的CS引脚采样电流信号进行分流，所以简化了过载点的设定过程。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，其他实施例中的电阻R3，也可以用D2代替，二极管D2的阳极连接电阻R4，阴极连接采样电路的输出端。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。专利中涉及到的所有“电联接”、“接”和“连接”关系，均并非单指构件直接相接，而是指可根据具体实施情况，通过添加或减少联接辅件，来组成更优的联接结构，本发明中明确用“电联接”的地方只是为了强调此含义，但并不排除用“接”和“连接”的地方也具备这样的含义。本发明创造中的各个技术特征，在不互相矛盾冲突的前提下可以交互组合。

Claims (6)

1.一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、二极管D1、电容C4和MOS管Q2，电阻R3的一端用于连接采样电路的输出端，电阻R3的另一端经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接电阻R3的另一端，源极接地，栅极连接电容C4的一端，电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的SS脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

2.一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C4、三极管Q2、三极管Q3和MOS管Q4，电阻R3的一端用于连接采样电路的输出端，电阻R3的另一端经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，电阻R3的另一端还依次经三极管Q2的发射极和集电极后接地，电容C4连接于三极管Q2的发射极和集电极之间，MOS管Q4的栅极用于连接控制芯片U1的SS脚，漏极连接电阻R6的一端和三极管Q3的基极，源极接地，电阻R6的另一端用于连接控制芯片U1的VCC脚，电阻R6的另一端还依次经电阻R5、三极管Q3的发射极、三极管Q3的集电极，以及电阻R7后接地，三极管Q2的基极连接三极管Q3的集电极。

3.一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括二极管D1、二极管D2、电阻R4、电阻R5、电容C4和MOS管Q2，二极管D2的阴极用于连接采样电路的输出端，二极管D2的阳极经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接二极管D2的阳极，源极接地，栅极连接电容C4的一端，电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的SS脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

4.一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括二极管D2、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C4、三极管Q2、三极管Q3和MOS管Q4，二极管D2的阴极用于连接采样电路的输出端，二极管D2的阳极经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，二极管D2的阳极还依次经三极管Q2的发射极和集电极后接地，电容C4连接于三极管Q2的发射极和集电极之间，MOS管Q4的栅极用于连接控制芯片U1的SS脚，漏极连接电阻R6的一端和三极管Q3的基极，源极接地，电阻R6的另一端用于连接控制芯片U1的VCC脚，电阻R6的另一端还依次经电阻R5、三极管Q3的发射极、三极管Q3的集电极，以及电阻R7后接地，三极管Q2的基极连接三极管Q3的集电极。

5.一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、二极管D1、电容C4和MOS管Q2，电阻R3的一端用于连接采样电路的输出端，电阻R3的另一端经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接电阻R3的另一端，源极接地，栅极经电阻R6后连接电容C4的一端，电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的FB脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

6.一种电流采样补偿电路，其特征在于：包括二极管D1、二极管D2、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电容C4和MOS管Q2，二极管D2的阴极用于连接采样电路的输出端，二极管D2的阳极经电阻R4后用于连接控制芯片U1的VCC脚，MOS管Q2的漏极连接二极管D2的阳极，源极接地，栅极经电阻R6后连接电容C4的一端，电容C4的另一端用于连接控制芯片U1的FB脚，电阻R5连接于MOS管Q2的栅极和源极之间，二极管D1的阳极接地，阴极连接MOS管Q2的栅极。

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