CN109643978A - 滤波器 - Google Patents

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Abstract

一种电路，包括：无源无功部件(L1)；和有源电路(320)，有源电路布置成通过以相等且相反的量改变无功部件的输入(A)处的电流和无功部件的输出(B)处的电流而增加无功部件两端的交流电压差。通过增加谐振电路(311)的一侧上的电流并且减小谐振电路的另一侧上的电流，增加流过谐振电路的电流的量且因此增加LC谐振电路的电感器(L1)两端的交流电压差。电感器的Q(其虚部阻抗与实部阻抗的比率)增加。在滤波器中，改进的Q提供尖锐的高抑制陷波和更快的通带到阻带滚降，因此改进电路的频率响应。此外，提供一种电子电路，包括：谐振电路(311)，由与电容部件(V1)并联的电感部件(L1)形成；其中，电容部件是变容二极管。当改变施加在变容二极管上的偏压时，其电容改变，因此使得其成为压控电容器。变容二极管关于PVT变化可以是更鲁棒的，通常具有比MOM/MIM电容器更大的容限。变容二极管可以具有高Q而无需昂贵的部件。

Description

滤波器
技术领域
本发明涉及典型地用于射频系统中使用的高通滤波器，最具体地说，涉及被用来排除处于和低于无线LAN的频率的滤波器。
背景技术
高通滤波器一般用在RF无线电前端中，以从进一步处理排除不想要的频率，例如，以消除干扰源。在增加无线通信设备的数量和有限的谱资源的情况下，干扰可能是大问题。为了优化的操作和共存，因此重度排除那些不感兴趣的谱的区域更为重要。
一个特定感兴趣区域是UWB谱。可用的谱随着区域而变化，例如在美国，传输可以使用3.1至10.6GHz带。在欧洲，传输可以使用6至8.5GHz带。应理解，对于这些谱带的使用，抑制IEEE 802.11无线LAN频率(2.4GHz和5GHz)变得非常重要。
关于对廉价产品的高容量制造，硬件成本也是非常重要的因素。
典型地，为了改进(给定阶的)无源滤波器的响应(例如、低插入损耗、快速通带到阻带转变、群延迟等)，期望使用高Q因子(Q)部件。用于所述滤波器的较高Q部件导致更快的通带到阻带滚降(过渡带)、更尖锐的陷波和更低的插入损耗。然而，(具有最高Q值的)最佳质量部件是昂贵的。例如，为了改进电感器/线圈的Q，需要(具有更低的固有电阻的)更粗的导线。在集成电路中，这意味着在制造期间沉积较厚的金属层(例如，Cu/Al)，这是耗时的工艺，并且因此是昂贵的。类似地，最高Q值的电容器使用MIM(金属-绝缘体-金属)技术，并且比更便宜的MOM(金属-氧化物-金属)部件显著地更昂贵。因此，高质量无源滤波器通常需要昂贵的部件以实现低插入损耗和快速通带到阻带过渡以及高带内和/或带外抑制。此外，较高质量部件典型地较少受工艺、电压和温度(PVT)变化的影响，即，它们对于制造扩展和环境因素是更容忍的。
快速频率过渡在UWB应用中是重要的，因为期望这些应用尽可能多地使用可用的谱。如果滤波器的通带到阻带滚降较不陡峭，则放置在通带的下端的高抑制陷波将侵入可使用的谱。然后必须在阻带的上端的较高抑制与通带的下端的较低抑制之间作出折衷。具有较快频率过渡的高Q滤波器允许两全其美。
用于增加无源滤波器轮廓的锐度的其他解决方案包括：采用更高阶滤波器(即，更多无功部件)。然而，附加部件通常需要更多的芯片面积，这增加成本并且可能导致更高的插入损耗和/或功耗。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供一种电子电路，其包括由与电容部件并联的电感部件形成的谐振电路。其中，所述电容部件是变容二极管。
变容二极管基本上是可变电容器。在施加在变容二极管两端的偏压改变时，其电容改变，因此使得其成为压控电容器。变容二极管(技术依赖性部件)对于PVT变化可以是更鲁棒的，典型地具有比MOM/MIM电容器更大的容限。变容二极管可以具有高Q和高电容密度，因此不需要昂贵的部件(例如MIM电容器)。对于标称的期望电容，作为2端子(栅极和漏极-源极-体)MOS晶体管的高Q变容二极管关于栅极指的最小沟道宽度和长度以及最大数量得以优化。至于更精细间距的技术节点，Q随着技术和几何尺度而增加，可以在更小的物理面积上实现给定的电容。Q基本上受器件中的寄生电阻的限制，并且较小的物理面积转换为减少的寄生电阻。优选地，通过优化栅极指的沟道宽度、长度和数量，关于高Q优化变容二极管。
电子电路可以是许多不同类型的电路中的任一者。例如，它可以是放大器。然而，在优选实施例中，电子电路是滤波器。这可以是任何类型的滤波器(例如比如低通滤波器或带通滤波器)，但在一些优选实施例中，它是高通滤波器。
谐振电路形成具有由电感器和变容二极管的部件值限定的陷波频率的单谐波陷波器。通过减小变容二极管的PVT变化，可以更精确地定义由电子电路形成的谐波陷波频率。具体地说，高Q和对变容二极管的PVT变化的容限意味着陷波得以显著良好地限定，从而不需要其他修整电路以调整陷波频率(例如，以补偿PVT变化)。
在优选实施例中，谐振电路的输入和谐振电路的输出连接到相同的直流电势。在缺少其他元件的情况下，这具有使得(穿过其端子)具有零直流电势差的变容二极管偏置的效果，因此保持其电容恒定。这与变容二极管作为可变电容器的正常用途相反。然而，使用这种布置中的变容二极管的主要益处是(通过关于最小串联电阻优化器件几何结构(即，增加连接的金属面积/横截面)实现的)其高Q和对PVT变化的鲁棒性。当变容二极管的电容恒定时(即，当变容二极管两端的dc电压为零时)，最佳地实现这些益处。
在一些优选实施例中，谐振电路的输入可以连接到第二电感部件，并且谐振电路的输出可以连接到第三电感部件。在滤波器的情况下，这些额外电感部件增加滤波器的阶数，因此改进其频率响应。它们可以是简单的电感器，或可以是变压器(包括多绕组变压器或单绕组变压器(例如自耦变压器或中心抽头电感器))的一部分。第二电感部件和第三电感部件可以将谐振电路连接到相同的直流电势。如上所述，这些对相同的直流电势的连接可用以保持恒定的变容二极管电容。
在替选布置中，第二电感部件和第三电感部件可以将谐振电路连接到不同的直流电势。这将具有使得变容二极管偏置在不同电势处的效果，并且将提供对于改变一个或两个电势的灵活性，从而改变变容二极管的电容。改变变容二极管的电容将调谐谐振频率。这例如对于调谐不同地区的设备(例如，在区域法规要求更广的阻带的情况下)可能是期望的。应理解，可以添加一些其他形式的变容二极管偏置电路以允许变容二极管调谐，但上述布置是方便的。添加第二电势也可能添加硬件复杂性。因此，在不需要变容二极管调谐的情况下，用于使变容二极管偏置而没有dc电压降的单个公共连接是优选的。
如上所述，第二电感部件和第三电感部件可以是电感器/线圈或中心抽头电感器或自耦变压器。中心抽头可以连接到相同的电势，如上所述。该连接可以是对电源电压VDD。使用中心抽头电感器或自耦变压器在差分滤波器中是特别有益的，其中，单个中心抽头绕组可以用于差分滤波器的正半电路和负半电路，例如，单个绕组优选地对称地被抽头，并且滤波器的正负信号部分相对于中心抽头是对称的。
因此，在一些优选实施例中，电子电路被布置用于差分信号，并且电子电路包括：第一谐振电路，其由与变容二极管并联的电感部件形成；和第二谐振电路，其由与变容二极管并联的电感部件形成；并且其中，第一谐振电路被布置用于接收差分信号的正部分，第二谐振电路被布置用于接收差分信号的负部分。
通过差分布置，单个dc偏置连接可以用以偏置两个变容二极管，以具有它们两端的零电势差。这从芯片面积的角度来看是高度高效的，并且具有关于更快的通带到阻带滚降和对PVT变化的容限的上述高Q的优点。
优选地，第一谐振电路的输入通过第二电感部件连接到第二谐振电路的输入，并且其中，第一谐振电路的输出通过第三电感部件连接到第二谐振电路的输出。虽然可以使用两个(或更多个)单独的电感器以用于该连接，但优选地，第二电感部件和第三电感部件是中心抽头电感器或自耦变压器。使用单个中心抽头(并且优选地，对称中心抽头)绕组作为差分滤波器的正半部和负半部二者的部分是区域高效的。如上所述，第二电感部件和第三电感部件的中心抽头可以连接到相同的直流电势。
应理解，可以使用任何形式的LC滤波器。然而，由于尖锐滚降对于许多应用(具体地说，用于UWB无线电应用的无线LAN抑制)是关键的，因此电子电路优选地是椭圆滤波器。在一些优选实施例中，滤波器是五阶滤波器，但应理解，本发明不限于特定阶数的滤波器。
上述电路纯粹是无源的，并且因此本质上是有损耗的。可以通过添加有源电路以提升一些电感部件的Q可以进行进一步改进。增强电感部件的Q并且使用变容二极管(具体地说，没有dc偏置的变容二极管)在谐波陷波频率处给予良好定义的和改进的抑制等级，并且提供更陡峭的通带到阻带滚降。
先前对于使用有源电路以用于Q提升的努力已经基于“负R”或“负gm”原理(gm是跨导)。在这些布置中，来自差分电路的不同臂的输入(即，异相输入)用以通过正反馈方式将电流注入差分电路的不同臂上(即，异相输出)。图9中示出示例，其中，输入和输出被标记以指示它们将如何施加到图3所示的电路的节点。两个晶体管由节点A和C(处于差分电路的不同臂上从而它们是异相的)驱动，并且输出也施加到节点A和C，即，也施加到差分电路的不同臂，并且因此施加到异相信号路径。这样创建如图9所示的交叉耦合布置。为了描述这种负gm电路的操作，当节点A处的信号为正时，节点C处的信号将为负。节点A驱动晶体管M1，这产生从节点C抽取的增加的电流，因此将C处的信号拉动得更负。同时，节点C处的负信号驱动晶体管M2，这样减少从节点A抽取的电流，因此产生节点A处的信号增加。这是正反馈。然而，如果-2/gm变得大于谐振电路的电阻，则该电路可能容易地变得不稳定。这可能不想要的振荡，这针对该有源电路应用于的电路产生操作问题。
因此，在优选实施例中，电子电路还包括有源电路，有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变第一谐振电路的输入处的电流和第一谐振电路的输出处的电流而增加第一谐振电路两端的交流电压差，并且有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变第二谐振电路的输入处的电流和第二谐振电路的输出处的电流而增加第二谐振电路两端的交流电压差。
通过增加谐振电路的一侧上的电流(即，向该侧注入电流)并且减小谐振电路的另一侧上的电流(即，从电路的该侧抽取电流)，流过谐振电路的电流的量增加，并且因此LC谐振电路的电感器两端的交流电压差增加。电感器的Q定义为其虚部阻抗与实部阻抗的比率。有源电路被布置为增加所述电感器的阻抗的虚部与实部的比率。品质因数也定义为电感器或电容器两端出现的电压降与电源/偏置电压的比率。虽然这是以有源电路的功耗为代价的，但电感部件的改进的Q提供尖锐的高抑制陷波和更快的通带到阻带滚降，因此改进电路的频率响应。
如果谐振电路的输入处的节点和谐振电路的输出处的节点看到相同的阻抗，则相等且相反的电流改变将产生相等且相反的电压改变。然而，在这些节点看到不同阻抗的情况下，电压改变将不是相同的。谐振电路的输入和输出侧上的电压改变在符号方面将是相反的，但在量值方面可能不一定相等。由于电流注入到相同的信号路径并且从相同的信号路径抽取走(即差分电路的相同信号臂)，因此通过信号路径的整体电流不改变。此外，与上述负gm技术不同，施加到谐振电路的任一侧的电流改变施加到信号处于同相的节点。这种布置确保整体稳定性，并且对工艺、电压和温度变化是更适应的。
因此，在一些实施例中，电子电路还包括有源电路，有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变第一谐振电路的输入和第一谐振电路的输出处的电压而增加第一谐振电路两端的交流电压差，并且有源电路被被布置为通过以相等且相反的量改变第二谐振电路的输入和第二谐振电路的输出处的电压而增加第二谐振电路两端的交流电压差。
更具体地说，在一些优选实施例中，电子电路还可以包括有源电路，有源电路包括：
第一电流源，其被布置为通过第一放大元件从第一谐振电路的输出抽取电流，并且被布置为通过第二放大元件从第一谐振电路的输入抽取电流，第一放大元件由第一谐振电路的输入驱动，并且第二放大元件由第二谐振电路的输入驱动；和
第二电流源，其被布置为通过第三放大元件从第二谐振电路的输出抽取电流，并且被布置为通过第四放大元件从第二谐振电路的输入抽取电流，第三放大元件由第二谐振电路的输入驱动，并且第四放大元件由第一谐振电路的输入驱动。
谐振电路的输入优选地是(例如从天线施加的)差分信号的正和负信号输入。用于一个谐振电路的每个差分放大器(包括放大元件)由这些信号驱动，并且因此通过放大元件抽取的电流根据异相差分信号而变化，因此以相等且相反的量改变谐振电路的任一侧上抽取的电流。因此，在谐振电路的一侧在电压方面上升时，所述电路的另一侧必定在电压方面降低。这样的关键益处在于，在谐振电路的一侧上添加的相同量的能量在所述电路的另一侧上得以消除。这样保证电路的无条件稳定性。
优选地，第一放大元件、第二放大元件、第三放大元件和第四放大元件是反相的并且以共源配置布置。更优选地，第一放大元件、第二放大元件、第三放大元件和第四放大元件是FET(例如MOSFET)，每个FET由其相应栅极处的电压驱动并且相应电流源连接到其源极。
应理解，本发明不限于电路的每个臂(正和负电路半部)上的单谐波陷波器(即单个谐振电路)。通过以其他谐波陷波器的形式添加其他无功部件，可以创建双谐波陷波器(或更高阶谐波陷波器)。
因此，在一些实施例中，电子电路可以还包括与第一谐振电路串联的第三谐振电路和与第二谐振电路串联的第四谐振电路。
如果两个串联连接的谐振电路被设计具有基本上相同的谐振频率，则它们将加和在一起以形成具有更尖锐的滚降的更高的抑制陷波。替代地，两个串联连接的谐振电路可以具有不同的谐振频率，从而频率响应具有两个陷波。通过在频域中将两个陷波移动得更靠近在一起，可以实现高度有效(更宽)的阻带。两个陷波理想地放置得足够靠近在一起，从而两个陷波之间的频带保持低于电路(例如滤波器)的抑制要求。
出于与上述相同的原因，第三谐振电路和第四谐振电路中的每一个优选地还包括变容二极管作为电容部件，以用于更高的电容密度和对PVT变化的更大容限。
再次，可以通过与上述类似的方式提供有源电路。然而，在附加谐振电路的情况下，需要附加Q提升差分放大器。
因此，优选地，电子电路还包括有源电路，有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变第一谐振电路的输入处的电流和第一谐振电路的输出处的电流而增加第一谐振电路两端的交流电压差，有源电路通过以相等且相反的量改变第二谐振电路的输入处的电流和第二谐振电路的输出处的电流而增加第二谐振电路两端的交流电压差，有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变第三谐振电路的输入处的电流和第三谐振电路的输出处的电流而增加第三谐振电路两端的交流电压差，并且有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变第四谐振电路的输入处的电流和第四谐振电路的输出处的电流而增加第四谐振电路两端的交流电压差。
更具体地说，电子电路优选地还包括有源电路，有源电路包括：
第一电流源，其被布置为通过第一放大元件从第一谐振电路的输出抽取电流，并且被布置为通过第二放大元件从第一谐振电路的输入抽取电流，第一放大元件由第一谐振电路的输入驱动，并且第二放大元件由第二谐振电路的输入驱动；
第二电流源，其被布置为通过第三放大元件从第二谐振电路的输出抽取电流，并且被布置为通过第四放大元件从第二谐振电路的输入抽取电流，第三放大元件由第二谐振电路的输入驱动，并且第四放大元件由第一谐振电路的输入驱动；
第三电流源，其被布置为通过第五放大元件从第三谐振电路的输出抽取电流，并且被布置为通过第六放大元件从第三谐振电路的输入抽取电流，第五放大元件由第三谐振电路的输入驱动，并且第六放大元件由第四谐振电路的输入驱动；和
第四电流源，其被布置为通过第七放大元件从第四谐振电路的输出抽取电流，并且被布置为通过第八放大元件从第四谐振电路的输入抽取电流，第七放大元件由第四谐振电路的输入驱动，并且第八放大元件由第三谐振电路的输入驱动。
优选地，第一放大元件、第二放大元件、第三放大元件、第四放大元件、第五放大元件、第六放大元件、第七放大元件和第八放大元件反相并且以共源配置布置。优选地，第一放大元件、第二放大元件、第三放大元件、第四放大元件、第五放大元件、第六放大元件、第七放大元件和第八放大元件是FET(例如MOSFET)，每个FET由其相应栅极处的电压驱动并且相应电流源连接到其源极。
上述有源电路据信是独立地创造性的。因此，根据另一方面，本发明提供一种电路，其包括：无源无功部件；和有源电路，有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变无功部件的输入处的电流和无功部件的输出处的电流而增加无功部件两端的交流电压差。
如上所述，在无功部件的任一侧的阻抗相同的一些示例中，电流的相等且相反的改变将导致电压的相等且相反的改变。因此，根据另一方面，提供一种电路，其包括：无源无功部件；和有源电路，有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变无功部件的输入和无功部件的输出处的电压而增加无功部件两端的交流电压差。
无功部件可以是电感部件或电容部件。应理解，该文献的大部分关注于电感部件，因为它们固有地是远更低的Q器件，并且因此从Q提升获益远更多。然而，该电路仍然确实提升电容部件的Q，并且因此也可应用于需要对电容设备进行Q提升的情况。
如上所述，有源电路在无功部件的任一侧提供相等且相反的电流改变，并且因此插入一侧上的能量在另一侧上被抽取走，并且反之亦然，产生电路稳定性。结果是无功元件两端的ac电压的幅度的增加，这增加其Q。
如上所述，因为电流改变是相等的和相反的(即异相)，所以除了通过无功部件的Q提升的分段之外的信号路径中的总电流不受影响。有源电路在信号路径上施加在部件两端，从而有源电路连接的信号路径上的节点是信号为同相的节点。
应理解，上述优选特征等同地应用于该电路。
无功部件可以是单机部件，也可以是较大电路的一部分。无功部件可以是谐振电路的一部分。具体地说，它可以是串联或并联谐振电路的一部分。具体地说，在LC并联谐振电路的情况下，在谐振电路的任一侧施加的有源电路可以同时对电感器和电容器进行Q提升。
第一放大元件和第二放大元件可以是反相放大器并且以共源配置布置。第一放大元件和第二放大元件可以是FET，每个FET由其相应栅极处的电压驱动并且相应电流源连接到其源极。
优选地，有源电路包括：第一电流源，其被布置用于通过第一放大元件从无功部件的输出抽取电流，并且被布置为通过第二放大元件从无功部件的输入抽取电流，第一放大元件和第二放大元件中的一者由无功部件的输入或输出驱动，而第一放大元件和第二放大元件中的另一者连接到交流地。
有源电路可以应用于单端电路中的无功部件。然而，具体地说，因为可以从差分电路的相对信号臂取得用于驱动放大元件的异相驱动信号，所以当应用于差分电路时，有源电路是特别有利的。因此，根据本发明的另一方面，提供一种具有第一正臂和第二负臂的差分电路；其中，第一正臂包括至少一个第一电感部件，第二负臂包括至少一个第二电感部件；还包括：有源电路，有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变第一电感部件的输入处的电流和第一电感部件的输出处的电流而增加第一电感部件两端的交流电压差，并且有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变第二电感部件的输入处的电流和第二电感部件的输出处的电流而增加第二电感部件两端的交流电压差。
有源电路可以应用于采用将受益于Q提升的电感部件的任何差分电路。电路使用差分电路的差分特性以在每个电感器上施加Q提升。
应理解，上述许多特征也可以是本发明的该方面的优选实施例的特征。因此，例如，第一电感部件可以是第一谐振电路的一部分，并且第二电感部件可以是第二谐振电路的一部分。应理解，本发明不限于并联谐振电路，而是可以同等地应用于串联谐振电路。
第三电感部件可以连接在第一电感部件的输入与第二电感部件的输入之间；并且第四电感部件可以连接在第一电感部件的输出与第二电感部件的输出之间。如上所述，Q提升有源电路可以等同地良好地工作在连接在两个差分电路半部之间的电感部件上以及每一半中的部件上。
差分电路可以是用于许多不同目的中的任一者的任何类型的电路。仅通过示例的方式，它可以是以下中的任一者：高通滤波器、低通滤波器或放大器。
如上所述，有源电路可以包括：第一电流源，其被布置为通过第一放大元件从第一电感部件的输出抽取电流，并且被布置为通过第二放大元件从第一电感部件的输入抽取电流，第一放大元件由第一电感部件的输入驱动，并且第二放大元件由第二电感部件的输入驱动；第二电流源，其被布置为通过第三放大元件从第二电感部件的输出抽取电流，并且被布置为通过第四放大元件从第二电感部件的输入抽取电流，第三放大元件由第二电感部件的输入驱动，并且第四放大元件由第一电感部件的输入驱动。
第一放大元件、第二放大元件、第三放大元件和第四放大元件优选地是反相放大器并且以共源配置布置。第一放大元件、第二放大元件、第三放大元件和第四放大元件优选地是FET，更优选地，MOSFET，每个FET由其相应栅极处的电压驱动并且相应电流源连接到其源极。
根据本发明的另一方面，提供一种增加无源无功部件的Q的方法，包括：通过以相等且相反的量改变无功部件的输入处的电流和无功部件的输出处的电流而增加无功部件两端的交流电压差。
优选地经由在无功部件两端连接的有源电路获得电压改变。
应理解，上面关于电路描述的所有优选特征等同地应用于该方法。
附图说明
现将仅通过示例的方式并参考附图描述本发明的特定优选实施例，其中：
图1示出适合于宽带信号处理的直接采样接收机前端的基本框图；
图2示出采用单谐波陷波器的根据本发明实施例的单端高通滤波器；
图3示出采用单谐波陷波器的根据本发明实施例的差分高通滤波器；
图4示出采用双谐波陷波器的根据本发明另一实施例的差分高通滤波器；
图5示出具有和没有有源Q提升的高通滤波器的正向传输系数(S21)；以及
图6示出具有和没有有源Q提升的高通滤波器的输入反射系数(S11)；以及
图7示出用于单和双谐波陷波高通滤波器的S21；
图8示出当与低噪声放大器(LNA)组合时(具有和没有有源Q提升的)高通滤波器的S21；以及
图9示出现有技术负gm技术。
具体实施方式
图1描绘用于例如在6至8.5GHz带中操作的宽带接收机的典型直接采样接收机前端100。天线1接收RF信号并将其传递到高通滤波器2，高通滤波器2抑制低于大约6GHz的信号，其中，高抑制陷波处于5.1至5.8GHz左右(但应理解，仅通过示例的方式提供这些数字)。高通滤波器2的输出馈送到低噪声放大器3的输入，低噪声放大器3穿过6至8.5GHz的操作带为感兴趣信号提供增益。低噪声放大器3的输出然后馈送到模数转换器(ADC)4，其最终将RF信号数字化。
图2示出根据本发明实施例的高通滤波器200。无源滤波器核心210描绘为在信号部分(信号路径)RFi上操作的单端滤波器。
无源滤波器核心210是五阶椭圆LC梯形滤波器，其具有谐振电路211作为其无功部件之一。其他四个无功元件(用于构成五阶滤波器)是电容器C1、电感器L2、电感器L3和电容器C2。谐振电路211包括并联的电感器L1和电容器C3。
谐振电路211的电容器C3连接在节点A与B之间。在图2中可见，节点A和B都连接到交流地节点。节点A通过电感器L2连接，并且节点B通过电感器L3连接。从RFi传递到RFo的信号在节点A和B处是同相的。
有源块220是单端至差分Q提升电路，其增强电路的电感部件(L1、L2和L3)的Q，从而改进滤波器的陷波抑制并且提供改进的(更陡峭的)通带和阻带滚降。有源块220具有单端输入并且提供差分输出(反相和非反相输出二者)。单端输入连接到谐振电路211的输入侧的节点A，从而该节点A驱动有源块220。差分输出(其是异相的)连接在节点A和B(其中，信号路径是同相的)(即谐振电路211的任一侧)处。提供谐振电路211的无功部件的任一侧的差分输出增加一侧上的电流(并因此电压)而降低另一侧上的电流。因此，在保持电路的稳定性的同时，增加部件两端的电压降(并且因此，部件的Q)。归因于谐振电路211的一侧上的有源电路引起的电流的改变与归因于谐振电路211的另一侧上的有源电路引起的电流的改变是相等且相反的，从而在另一侧上消除一侧上添加的能量，因此提供电路稳定性。应理解，有源块220的输入可以替代地由节点B而非节点A驱动，并且差分输入可以通过相对的方式应用(其中，反相输出连接在A处，并且非反相输出连接在B处)。
电感器的Q定义为其虚部阻抗与实部阻抗的比率。有源电路被布置为增加所述电感器的阻抗的虚部与实部的比率。品质因数也定义为电感器或电容器两端出现的电压降与电源/偏置电压的比率。在电感器两端看到的电压降的增加意味着其Q的增加。
图3示出根据本发明实施例的高通滤波器300。电路300划分为两部分，其中，上部是无源滤波器核心310，下部是有源电路320。
无源滤波器核心310描绘为在正信号部分RFi,+和负信号部分RFi,-上操作的差分滤波器。虽然在此示出并且描述差分滤波器，但应理解，该电路的一半可以用作单端滤波器，如图2所示。
无源滤波器核心310的每一半是五阶椭圆LC梯形滤波器，其具有谐振电路(311用于正信号半部，并且312用于负信号半部)作为其无功元件之一。其他四个无功部件(用于构成五阶滤波器)是电容器C1、中心抽头电感器L2(或一般地说，仅电感器)、中心抽头电感器L3(或一般地说，仅电感器)和电容器C2。
每个谐振电路311、312包括并联的电感器和变容二极管V1。归因于其高Q、电容密度和关于工艺变化、电压变化和温度变化(统称为PVT变化)的鲁棒性，使用变容二极管V1代替更传统的电容器。变容二极管V1具有好于或相当于金属-绝缘体-金属(MIM)电容器的容限，但不需要更昂贵的MIM制造工艺。金属-氧化物-金属(MOM)电容器比MIM电容器廉价于构造，但典型地遭受+/-15％PVT变化，考虑PVT变化下的陷波频率的可变性，这不利地影响滤波器性能。
谐振电路311的变容二极管V1连接在节点A与B之间。在图3中可见，节点A和B都连接到VDD并且在信号路径上是同相的。节点A通过电感器L2连接，节点B通过电感器L3连接。由于在这些电感器两端不存在(或存在显著小的)电压降，因此变容二极管V1的两侧都保持在VDD，并且因此存在施加到变容二极管V1的零dc偏置。这具有保持变容二极管的电容恒定的显著优点，提供最不易受PVT变化影响的良好定义的电容值。
电感器L2和L3是利用互耦合以减少芯片面积的中心抽头电感器。优选地，L2和L3是相同的部件，从而确保在它们上的任何电压损耗也是相同的。
同样作为五阶滤波器的一部分，电容器C1和C2将滤波器核心和VDD连接与天线输入和下游处理dc隔离。这对于下面进一步描述的有源Q提升电路是特别有益的，因为C1和C2保证有源Q提升电路中的差分放大器的自偏置(在VDD处)。
可以通过双线(变压器)代替两个谐振电路中的电感器L1，以利用互耦并且进一步减小芯片面积。
除了第二谐振电路312的变容二极管V1连接在分别通过中心抽头电感器L2和L3连接到VDD的节点C与D之间之外，滤波器的负(反相)信号半部与上述的正(非反相)信号半部是相同的。
有源电路320是Q提升电路，其增强电路的电感部件的Q，从而改进滤波器的陷波抑制并且提供改进的(更陡峭的)通带和阻带滚降。
先前提供电感器两端的Q提升的努力已经涉及提供与电感器并联的负电阻，从而有效地减少电感器的串联电阻。然而，针对PVT变化的这种布置可能使得滤波器变得不稳定。
有源电路320包括两个差分放大器。第一差分放大器321经由节点A和B连接在第一谐振电路311两端。第二差分放大器322经由节点C和D连接在第二谐振电路312两端。第一差分放大器对321包括放大元件M1和M2(在此，MOSFET的形式，在VDD处自偏置以在饱和区域中操作)。
放大元件M1的栅极连接到(并因此受驱动于)节点A(即第一谐振电路12311的输入)。放大元件M2的栅极连接到(并因此受驱动于)节点C(即第二谐振电路312的输入)。由于两个栅极由(取自相反的差分信号的)异相信号驱动，因此放大元件M1和M2以反相方式操作。放大元件M1和M2二者的源极连接在一起并且连接到电流源I1，电流源通过每个放大元件M1和M2抽取电流(0.5*I1)。输入信号的任何改变使得一个放大元件抽取更多的电流，而另一放大元件等同地抽取更少的电流。因此，在A处注入的任何电流在B处被抽取走并且，反之亦然。
为了通过示例的方式描述第一差分放大器321的操作，通过节点C处的对应信号电压降来镜像节点A处的信号电压的增加。当节点A处的电压上升时，放大元件M1的放大率增加，导致节点B处抽取更多电流和节点B处的电压对应降低。同时，在节点C处的电压下降时，放大元件M2的放大率减少，导致节点A处抽取更少电流和节点A处的电压对应增加。节点A处的电压上升后接节点B处的电压降，这将电路操作保持得理想地稳定。电压在A处的上升和B处的降低产生在电感器两端的电压的大的改变，因此极大地增加电感器L1的Q，这样进而产生滤波器的陷波抑制和通带和阻带滚降的显著改进。节点A处的电流改变与节点B处的电流改变是相等且相反的。
第二差分放大器对322的操作是相同的，但穿过节点C和D而施加，以产生第二谐振电路312的L1的Q的对应增加。
图4示出除了在无源滤波器核心410中差分滤波器的正和负信号臂中的每一者包括附加的谐振电路之外的与图3的实施例类似的另一实施例。在正半部中，除了第一谐振电路411之外，还通过将电感器L4置于与先前隔直流电容器C1并联形成第三谐振电路413。类似地，在负半部中，除了第二谐振电路412之外，还通过将电感器L4与先前隔直流电容器C1并联形成第四谐振电路414。
在有源电路420中，需要附加的一组差分放大器以用于附加电感部件L4的Q提升。第一差分放大器421和第二差分放大器422在操作上与图3的第一和第二差分放大器对421和422相同。然而，此外，提供第三差分放大器423和第四差分放大器424。第三差分放大器423包括在其源极处一起连接到第三电流源I3的放大元件M5和M6。第四差分放大器424包括在其源极处一起连接到第四电流源I4的放大元件M7和M8。第三差分放大器423在节点A和非反相输入RFi,+处连接在第三谐振电路413的两端。M5的栅极由RFi,+驱动，并且M6的栅极由RFi,-驱动。第四差分放大器424在节点C处和反相输入RFi,-处连接在第四谐振电路414的两端。M7的栅极由RFi,-驱动，M8的栅极由RFi,+驱动。
在图4中，电容器(例如高Q MIM电容器)可以代替如图2所示的变容二极管V1。这种变化服务于展示当不使用变容二极管V1时有源电路可以实现显著增益。当通过用电容器替换变容二极管V1应用于无源核心310时，这也应用于图3的有源电路320。
图5示出用于具有将陷波放置在5.1GHz左右的单谐波陷波器(即一个谐振电路)的特定设置的滤波器响应(正向传输系数S21)。图中示出两条线，标有线点的线示出在有源电路断开(简单地通过断开电流源I1和I2有效地实现)的情况下的滤波器的响应。实线示出在有源电路接通的情况下的滤波器的响应。陷波深度和滚降陡度的改进是显而易见的。在Q提升接通(有源电路接通)的情况下，在大约5到5.5GHz的范围存在至少20dB抑制，提供IEEE802.11a无线LAN带的优异抑制。在5.8GHz处存在至少10dB抑制。通带中的插入损耗为大约3dB，这相当于现货部件。
图6示出滤波器的输入反射系数S11。在Q提升启用的情况下(线)并且在无Q提升的情况下(线点)，在输入处，滤波器在通带(例如6-8.5GHz)上差分匹配(即，S11<-10dB)于100Ω。
图7比较用于单(线点)和双谐波(线)陷波椭圆高通滤波器的滤波器响应(S21)。具有两个陷波的双谐波陷波滤波器示出更陡峭的通带到阻带滚降，因此在IEEE 802.11a周围的>20dB抑制的情况下允许一个陷波放置得更靠近通带的下边缘。
图5示出滤波器的单机频率响应。在实际设置中，高通滤波器通常链接到低噪声放大器，以在通带和带外抑制中提供信号增益。图8示出图4中评估的高通滤波器与低噪声放大器的组合的响应。在启用和不启用有源Q提升电路的情况下再次示出结果。在没有Q提升的情况下，在5.1GHz(即IEEE 802.11a的下频率端)处，信号抑制>20dB。在Q提升启用的情况下，在5.1GHz处，抑制>45dB。再次，在Q提升启用的情况下，滚降改进。与LNA组合，2.4GHz(IEEE 802.11b/g)左右的抑制>50dB。
应理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的范围的情况下，可以进行上述实施例的许多变化。

Claims (35)

1.一种电路，包括：
无源无功部件；和
有源电路，所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述无功部件的输入处的电流和所述无功部件的输出处的电流而增加所述无功部件两端的交流电压差。
2.如权利要求1所述的电路，其中，所述有源电路包括：
第一电流源，其被布置为通过第一放大元件从所述无功部件的所述输出抽取电流且被布置为通过第二放大元件从所述无功部件的所述输入抽取电流，所述第一放大元件和所述第二放大元件中的一者由所述无功部件的所述输入或所述输出驱动，并且所述第一放大元件和所述第二放大元件中的另一者连接到交流地。
3.如权利要求1或2所述的电路，其中，所述无功部件是谐振电路的一部分。
4.如权利要求2或3所述的电路，其中，所述第一放大元件和所述第二放大元件是反相放大器并且以共源配置布置。
5.如权利要求2、3或4所述的电路，其中，所述第一放大元件和所述第二放大元件是FET，每个FET由其相应栅极处的电压驱动并且相应电流源连接到其源极。
6.一种差分电路，具有第一正臂和第二负臂；其中，所述第一正臂包括至少一个第一无功部件，并且所述第二负臂包括至少一个第二无功部件；
还包括：
有源电路，所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述第一无功部件的输入处的电流和所述第一无功部件的输出处的电流而增加所述第一无功部件两端的交流电压差，并且所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述第二无功部件的输入处的电流和所述第二无功部件的输出处的电流而增加所述第二无功部件两端的交流电压差。
7.如权利要求6所述的差分电路，其中，所述第一无功部件是第一谐振电路的一部分，并且其中，所述第二无功部件是第二谐振电路的一部分。
8.如权利要求6或7所述的差分电路，其中，第三无功部件连接在所述第一无功部件的所述输入与所述第二无功部件的所述输入之间；并且其中，第四无功部件连接在所述第一无功部件的所述输出与所述第二无功部件的所述输出之间。
9.如权利要求6、7或8中任一项所述的差分电路，其中，所述差分电路是以下中的任一者：高通滤波器、低通滤波器或放大器。
10.如权利要求6至9中任一项所述的差分电路，其中，所述有源电路包括：
第一电流源，其被布置为通过第一放大元件从所述第一无功部件的所述输出抽取电流并且被布置为通过第二放大元件从所述第一无功部件的所述输入抽取电流，所述第一放大元件由所述第一无功部件的所述输入驱动，并且所述第二放大元件由所述第二无功部件的所述输入驱动；和
第二电流源，其被布置为通过第三放大元件从所述第二无功部件的所述输出抽取电流并且被布置为通过第四放大元件从所述第二无功部件的所述输入抽取电流，所述第三放大元件由所述第二无功部件的所述输入驱动，并且所述第四放大元件由所述第一无功部件的所述输入驱动。
11.如权利要求10所述的差分电路，其中，所述第一放大元件、所述第二放大元件、所述第三放大元件和所述第四放大元件是反相放大器并且以共源配置布置。
12.如权利要求10或11所述的差分电路，其中，所述第一放大元件、所述第二放大元件、所述第三放大元件和第四放大元件是FET，每个FET由其相应栅极处的电压驱动并且相应电流源连接到其源极。
13.一种电子电路，包括由与电容部件并联的电感部件形成的谐振电路；
其中，所述电容部件是变容二极管。
14.如权利要求13所述的电子电路，其中，所述谐振电路的输入和所述谐振电路的输出连接到相同的直流电势。
15.如权利要求13或14所述的电子电路，其中，关于高Q优化所述变容二极管。
16.如权利要求13、14或15所述的电子电路，其中，所述谐振电路的输入连接到第二电感部件，并且其中，所述谐振电路的输出连接到第三电感部件。
17.如权利要求16所述的电子电路，其中，所述第二电感部件和所述第三电感部件将所述谐振电路连接到相同的直流电势。
18.如权利要求16所述的电子电路，其中，所述第二电感部件和所述第三电感部件将所述谐振电路连接到不同的直流电势。
19.如权利要求16、17或18所述的电子电路，其中，所述第二电感部件和所述第三电感部件是电感器或中心抽头电感器或自耦变压器。
20.如任一前述权利要求所述的电子电路，其中，所述电子电路被布置用于差分信号，并且其中，所述电子电路包括：
第一谐振电路，其由与变容二极管并联的电感部件形成；和
第二谐振电路，其由与变容二极管并联的电感部件形成；以及
其中，所述第一谐振电路被布置用于接收所述差分信号的正部分，并且第二谐振电路被布置用于接收所述差分信号的负部分。
21.如权利要求20所述的电子电路，其中，所述第一谐振电路的输入通过第二电感部件连接到所述第二谐振电路的输入，并且其中，所述第一谐振电路的输出通过第三电感部件连接到所述第二谐振电路的输出。
22.如权利要求21所述的电子电路，其中，所述第二电感部件和所述第三电感部件是中心抽头电感器或自耦变压器。
23.如权利要求22所述的电子电路，其中，所述第二电感部件和所述第三电感部件的中心抽头连接到相同的直流电势。
24.如权利要求13至23中任一项所述的电子电路，其中，所述电子电路是椭圆滤波器。
25.如权利要求20至24中任一项所述的电子电路，还包括有源电路，所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述第一谐振电路的输入处的电流和所述第一谐振电路的输出处的电流而增加所述第一谐振电路两端的交流电压差，并且所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述第二谐振电路的输入处的电流和所述第二谐振电路的输出处的电流而增加所述第二谐振电路两端的交流电压差。
26.如权利要求20至24中任一项所述的电子电路，还包括有源电路，所述有源电路包括：
第一电流源，其被布置为通过第一放大元件从所述第一谐振电路的所述输出抽取电流并且被布置为通过第二放大元件从所述第一谐振电路的所述输入抽取电流，所述第一放大元件由所述第一谐振电路的所述输入驱动，并且所述第二放大元件由所述第二谐振电路的所述输入驱动；和
第二电流源，其被布置为通过第三放大元件从所述第二谐振电路的所述输出抽取电流并且被布置为通过第四放大元件从所述第二谐振电路的所述输入抽取电流，所述第三放大元件由所述第二谐振电路的所述输入驱动，并且所述第四放大元件由所述第一谐振电路的所述输入驱动。
27.如权利要求26所述的电子电路，其中，所述第一放大元件、所述第二放大元件、所述第三放大元件和所述第四放大元件是反相放大器并且以共源配置布置。
28.如权利要求26或27所述的电子电路，其中，所述第一放大元件、所述第二放大元件、所述第三放大元件和所述第四放大元件是FET，每个FET由其相应栅极处的电压驱动并且相应电流源连接到其源极。
29.如权利要求20至28中任一项所述的电子电路，还包括与所述第一谐振电路串联的第三谐振电路和与所述第二谐振电路串联的第四谐振电路。
30.如权利要求29所述的电子电路，还包括有源电路，所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述第一谐振电路的输入处的电流和所述第一谐振电路的输出处的电流而增加所述第一谐振电路两端的交流电压差，所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述第二谐振电路的输入处的电流和所述第二谐振电路的输出处的电流而增加所述第二谐振电路两端的交流电压差，所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述第三谐振电路的输入处的电流和所述第三谐振电路的输出处的电流而增加所述第三谐振电路两端的交流电压差，并且所述有源电路被布置为通过以相等且相反的量改变所述第四谐振电路的输入处的电流和所述第四谐振电路的输出处的电流而增加所述第四谐振电路两端的交流电压差。
31.如权利要求29所述的电子电路，还包括有源电路，所述有源电路包括：
第一电流源，其被布置为通过第一放大元件从所述第一谐振电路的所述输出抽取电流并且被布置为通过第二放大元件从所述第一谐振电路的所述输入抽取电流，所述第一放大元件由所述第一谐振电路的所述输入驱动，并且所述第二放大元件由所述第二谐振电路的所述输入驱动；
第二电流源，其被布置为通过第三放大元件从所述第二谐振电路的所述输出抽取电流并且被布置为通过第四放大元件从所述第二谐振电路的所述输入抽取电流，所述第三放大元件由所述第二谐振电路的所述输入驱动，并且所述第四放大元件由所述第一谐振电路的所述输入驱动；
第三电流源，其被布置为通过第五放大元件从所述第三谐振电路的所述输出抽取电流并且被布置为通过第六放大元件从所述第三谐振电路的所述输入抽取电流，所述第五放大元件由所述第三谐振电路的所述输入驱动，并且所述第六放大元件由所述第四谐振电路的所述输入驱动；和
第四电流源，其被布置为通过第七放大元件从所述第四谐振电路的所述输出抽取电流并且被布置为通过第八放大元件从所述第四谐振电路的所述输入抽取电流，所述第七放大元件由所述第四谐振电路的所述输入驱动，并且所述第八放大元件由所述第三谐振电路的所述输入驱动。
32.如权利要求31所述的电子电路，其中，所述第一放大元件、所述第二放大元件、所述第三放大元件、所述第四放大元件、所述第五放大元件、所述第六放大元件、所述第七放大元件和所述第八放大元件是反相放大器并且以共源配置布置。
33.如权利要求31或32所述的电子电路，其中，所述第一放大元件、所述第二放大元件、所述第三放大元件、所述第四放大元件、所述第五放大元件、所述第六放大元件、所述第七放大元件和所述第八放大元件是FET，每个FET由其相应栅极处的电压驱动并且相应电流源连接到其源极。
34.一种增加无源无功部件的Q的方法，包括：
通过以相等且相反的量改变所述无功部件的输入处的电流和所述无功部件的输出处的电流而增加所述无功部件两端的交流电压差。
35.如权利要求34所述的方法，其中，经由连接在所述无功部件两端的有源电路获得所述电压改变。
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