CN109639257A

CN109639257A - 具有灵活可重构特性的滤波器组和设计方法

Info

Publication number: CN109639257A
Application number: CN201811455223.1A
Authority: CN
Inventors: 魏莹; 马彤
Original assignee: Shandong University
Current assignee: Shandong University
Priority date: 2018-11-30
Filing date: 2018-11-30
Publication date: 2019-04-16
Anticipated expiration: 2038-11-30
Also published as: CN109639257B

Abstract

本公开提供了一种具有灵活可重构特性的滤波器组和设计方法，包括L+1个子滤波器以及控制单元，所述每个子滤波器的输出顺次通过控制单元被加权，通过调整每个子滤波器的控制参数值，滤波器组包括滤波器产生模块以及与之相连的加法器模块，本公开基于原型可变滤波器进行重构，得到每个子带的带宽和中心频率都能被独立灵活地控制的滤波器组，操作过程简便；本公开提供的八组滤波器覆盖了几乎整个频域。

Description

具有灵活可重构特性的滤波器组和设计方法

技术领域

本公开涉及一种具有灵活可重构特性的滤波器组和设计方法。

背景技术

本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。

滤波器组被广泛应用于数字信号处理领域。比如在无线通信系统中，接收机需要滤波器组提取不同信道的信号。在助听器系统中，滤波器组用来补偿声音信号。子带带宽相同的滤波器组被称为均匀滤波器组。子带带宽不相同滤波器组分被称为非均匀滤波器。当在不改变滤波器组结构的情况下，滤波器组的子带分布方式能够改变，则滤波器组为可变滤波器组。反之为固定滤波器组。

本发明提出一种应用于数字助听系统的可变滤波器组的设计方法。首先被应用于数字助听器的是均匀滤波器组，设计方法主要有DFT变换，余弦调制，系数插值法。均匀滤波器的子带带宽相同，子带的划分没有考虑人耳的听觉特性以及不同患者之间听损特征的差异。均匀滤波器组不能满足人们的需要，因此非均匀滤波器组被提出。非均匀滤波器组常见的设计方法有多种。比如，系数抽取和系数插值法相结合的方法,余弦调制与非线性变换相结合的方法等。由于子带分布方式固定，固定非均匀滤波器组依然不能满足不同听损患者的要求。因此，具有可变子带分布方式的可变滤波器组设计方法被提出。常见的方法有系数抽取和系数插值法相结合设计可变滤波器组。通过调整抽取因子来改变子带带宽。通过改变插值因子调节子带的中心频率。这种方法的缺点是，因为抽取因子和插值因子只能取整数，子带的带宽和中心频率只能被非常粗略地调整。余弦调制滤波器组与非线性变换相结合可被用于设计可变滤波器组。非线性变换可以通过用全通系统代替延时单元来实现。子带分布可以通过调整全通系统的参数来实现子。这个方法的缺陷是全通系统的参数一旦改变所有的子带都会被影响。因此，不能对单个子带进行独立的调控。通过使用Farrow结构滤波器设计可变滤波器组，子带的带宽可以通过调整Farrow结构滤波器的参数来实现。但是已有方法依然不能实现对子带的独立调控，并且存在滤波器组整体复杂度较高的问题。

一个完美的可变滤波器组应该具有的特性是滤波器组中的每一个子带的带宽和中心频率都可以被灵活独立地控制。同时，滤波器组应该具有较低的实现复杂度和时延。

发明内容

本公开为了解决上述问题，提出了一种每一个子带的带宽和中心频率都可以被灵活独立地控制，具有低复杂度，低时延的可变滤波器组和设计方法。

根据一些实施例，本公开采用如下技术方案：

一种具有灵活可重构特性的滤波器组，包括L+1个子滤波器以及控制单元，所述每个子滤波器的输出顺次通过控制单元被加权，且第k个子滤波器的传递函数表示为：其中，h_k(n)为子滤波器H_k(z)的第n系数，_N是子滤波器的长度，z指z变换域；

形成的可变滤波器H(z,φ)为L+1个被加权子滤波器的和，即：

其中，φ是控制参数，第k个子滤波器的加权值是φ^k，φ_l和φ_u分别是φ的上下边界，通过调整φ的值，滤波器H(z,φ)的带宽被调整。

具有灵活可重构特性的滤波器组，包括滤波器产生模块以及与之相连的加法器模块,其中，所述滤波器产生模块利用上述具有可变带宽的滤波器为原型滤波器，并利用系数抽取和系数插值技术对具有可变带宽的滤波器中每一子滤波器进行重构，其中，取插值因子为第一设定值和第二设定值以及抽取因子为预定值时，得到相应的插值滤波器和抽取滤波器，构建原型滤波器和抽取滤波器的对称滤波器，每个子滤波器的多个不同的输出分别对应重构后的各个不同的滤波器的输出。

作为进一步的限定，所述第一设定值和第二设定值分别为2和4。

作为进一步的限定，所述预定值为2。

作为进一步的限定，一个滤波器的对称滤波器通过对该滤波器的系数间隔取反得到，且所有重构的滤波器都共享原型子滤波器的系数。

作为进一步的限定，所述滤波器产生模块产生一组低通滤波器和一组高通滤波器，低通滤波器分布在低频区，高通滤波器分布在高频谱区。低通滤波器分布在四个不同的组，高通滤波器分布在另外四个不同的组。每一组滤波器通过使用控制单元对各子滤波器的不同输出进行加权而得到。

作为进一步的限定，令G_i,k是第i组中的第k个滤波器，第i组共n_i个滤波器，各滤波器G_i,k拥有一个自己的控制，同时，每个控制有自己的控制参数φ_i,k，利用所述控制参数调整G_i,k的带宽，所有的控制单元共享子滤波器的输出；

其中，低通滤波器组和高通滤波器组中至少各有一组滤波器需要通过第一掩蔽滤波单元掩蔽滤波得到，低通滤波器组和高通滤波器组中至少各有另外一组滤波器需要通过第二掩蔽滤波单元掩蔽滤波得到，每一个滤波器都有一个独立的控制单元和灵活可控的带宽。

作为进一步的限定，在加法器模块中，滤波器子带由上一模块被产生的滤波器产生，第一个子带和最后一个子带直接由具有最小带宽的低通滤波器和高通滤波器分别直接产生，滤波器组中间的子带通过从一个全通滤波器中减去具有最大带宽的高通滤波器和具有最大带宽的低通滤波器产生，其他子带通过用一个具有A带宽的滤波器减去与它相邻的具有B带宽的滤波器产生，A大于B，且A小于等于最大带宽，B大于等于最小带宽，且滤波器每个子带的带宽和中心频率都能被独立灵活地控制。

一种助听器，包括上述滤波器组。

一种滤波器组的设计方法，包括以下步骤：

设计原型可变滤波器H(z,φ)：共包含L+1个子滤波器，每个子滤波器的长度均为N；

基于原型可变滤波器进行重构，具体包括：

利用原型可变滤波器产生第三组的低通滤波器，原型可变滤波器的对称滤波器被用来产生第六组的高通滤波器；

对原型可变滤波器的系数进行设定的抽取因子的抽取，得到抽取之后的滤波器，并将滤波器的系数间隔取反得到其对称滤波器，分别作为第四组和第五组滤波器；

对原型可变滤波器进行第一插值因子的系数插值，得到插值滤波器，利用第一掩蔽滤波器提取插值滤波器中具有某一组控制参数分布在低频区的子带，且构建第一掩蔽滤波器的对称滤波器以提取插值滤波器中具有另一组控制参数分布在低频区的子带，分别作为第二组和第七组的滤波器；

原型可变滤波器被再次以第二插值因子进行插值，得到另一插值滤波器，利用第二掩蔽滤波器提取插值滤波器中具有某一组控制参数分布在低频区的子带，且构建第二掩蔽滤波器的对称滤波器以提取插值滤波器中具有另一组控制参数分布在低频区的子带，分别作为第一组和第八组的滤波器；

获得的所有滤波器最后被输入加法器模块。

作为进一步的限定，第四组和第五组的滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_pmax到2ω_pmax以及(π-2ω_pmax)到(π-ω_pmax)，第三组和第六组的通带截止频率的上下边界分别为ω_pmax/2到ω_pmax以及(π-ω_pmax)到(π-ω_pmax/2)，第二组和第七组滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_pmax/4到ω_pmax/2以及(π-ω_{p max}/2)到(π-ω_{p max}/4)，第一组和第八组滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_{p max}/8到ω_{p max}/4以及 (π-ω_{p max}/4)到(π-ω_{p max}/8)，其中，2ω_{p max}<π-2ω_{p max}-2B，B为原型可变滤波器的过渡带宽。

作为进一步的限定，将前四组低通滤波器按照带宽的大小，从小往大排列，具有最小带宽的滤波器被作为滤波器的第一个子带，其他子带通过用任意一个滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器，在后四组高通滤波器中，按照带宽的大小再次排列滤波器，具有最小带宽的滤波器被作为滤波器的最后一个子带，其他子带通过用一个具有较大带宽的滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器；滤波器组中间的子带通过从一个全通滤波器中减去具有最大带宽的高通滤波器和低通滤波器。

作为进一步的限定，对控制器进行简化，将控制器中的乘法器简化为具有不同移位位数的移位器之和的形式。

与现有技术相比，本公开的有益效果为：

本公开可以产生一组具有可变带宽和中心频率的滤波器组子带,具有高效性；

本公开基于原型可变滤波器进行重构，得到每个子带的带宽和中心频率都能通过控制参数被独立灵活地控制的滤波器组，操作过程简便；

本公开提供的八组滤波器覆盖了几乎整个频域。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。

图1是本公开的可变滤波器的结构示意图；

图2是本公开的滤波器组整体结构示意图；

图3(a)-(h)是本公开的频率响应示意图；

图4是本公开的掩蔽滤波单元结构图；

图5是本公开的掩蔽滤波器的结构图；

图6是本公开的简化乘器的结构图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

在本公开中，术语如“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”、“竖直”、“水平”、“侧”、“底”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，只是为了便于叙述本公开各部件或元件结构关系而确定的关系词，并非特指本公开中任一部件或元件，不能理解为对本公开的限制。

本公开中，术语如“固接”、“相连”、“连接”等应做广义理解，表示可以是固定连接，也可以是一体地连接或可拆卸连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的相关科研或技术人员，可以根据具体情况确定上述术语在本公开中的具体含义，不能理解为对本公开的限制。

本发明中的滤波器组结构主要包括滤波器产生模块以加法器模块。滤波器产生模块产生一组分布在低频区的低通滤波器以及一组分布在高频区的高通滤波器。两组滤波器被输入加法器模块。在加法器模块中，所有低通滤波器按照带宽的大小，从小往大排列。具有最小带宽的滤波器被作为滤波器的第一个子带。其他子带可以通过用任意一个滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器。所有高通滤波器再次按照带宽的大小排列。具有最小带宽的滤波器被作为滤波器的最后一个子带。其他子带同样可以通过用一个具有较大带宽的滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器产生。滤波器组中间的子带可以通过从一个全通滤波器中减去具有最大带宽的高通滤波器和具有最大带宽的低通滤波器得到。因为每一个子带G_i,k有一个独立的控制参数φ_i,k，所以，每个低通滤波器和高通滤波器都具有独立可控的带宽。因此，滤波器每个子带的带宽和中心频率都能通过调节相应的控制单元的控制参数被独立灵活地控制。滤波器组用到的主要技术方法包括Farrow结构可变滤波器，系数抽取，系数插值以及掩蔽滤波器技术。

Farrow结构滤波器被用来设计具有可变带宽的可变滤波器，滤波器的传递函数可以表示为

这里φ是控制参数。通过调整φ的值，滤波器H(z,φ)的带宽可以被调整。ω_p是 H(z,φ)的通带截至频率。φ_l和φ_u分别是φ的上下边界。ω_{p max}和ω_{p min}分别是ω_p的最大值和最小值。H_k(z)是H(z,φ)的第k个子带。H_k(z)的传递函数可以表示为

这里h_k(n)子滤波器H_k(z)的系数。N是子滤波器的长度。由(1)可以看出，H(z,φ)是L+1个被加权子滤波器的和。第k个子滤波器的加权值是φ^k。可变滤波器H(z,φ) 的结构如图1所示。结构包括L+1个子滤波器以及虚线框里的控制单元。每个子滤波器的输出通过控制单元被加权。

滤波器系数抽取技术与系数插值技术被广泛应用于可重构滤波器组设计。系数抽取法包含两种形式。第一种是：如果抽取因子为D，当被抽取滤波器为 FIR滤波器时，每D个系数中，第D个系数被保持不变，其他D-1个系数被替换成0。这种系数抽取之后，滤波器的频谱是原频谱被多次搬移之后的叠加频谱。搬移后的频谱的中心频率为整数倍的2π/D。但是，频谱幅度变为原来的1/D。第二种是：每D个系数抽取一个，其他系数删除。如果被抽取的滤波器是FIR低通滤波器，在第二种抽取之后。滤波器的带宽和过渡带宽被扩展为原来滤波器的D倍。

滤波器系数插值技术是指把滤波器的每个延时单元用M个延时单元代替，M 为插值因子。当对FIR低通滤波器使用插值技术之后，滤波器的频谱包含M+1 个子带，每个子带是由原来的频谱搬移了整数倍的2π/M距离得到，但是每个子带的带宽和过渡带宽被压缩为原来的1/M。

滤波器组的整体结构如图2所示。主要包括滤波器产生模块以及加法器模块。滤波器产生模块产生一组低通滤波器和一组高通滤波器。低通滤波器器分布在低频区，高通滤波器分布在高频谱。我们把系数抽取和系数插值技术应用于原型可变滤波器H(z,φ)。因为H(z,φ)由几个子滤波器构成，为了实现各种这两种操作，系数抽取和系数插值技术被应用于H(z,φ)的每一个子滤波器H_k(z)。H_k(z)是原型子滤波器。我们得到了插值因子分别为M＝2和M＝4的插值滤波器H_k(z²)和 H_k(z⁴)。以及抽取因子D＝2的抽取滤波器H_k(z^1/2)。和分别为滤波器H_k(z) 和H_k(z^1/2)的对称滤波器。一个滤波器的对称滤波器可以通过对该滤波器的系数间隔取反而得到。并且可以通过共享滤波器系数实现。所有的六个滤波器都可以通过共享原型子滤波器H_k(z)的系数而实现。因此在图2中每个子滤波器的六个不同的输出分别对应六个不同的滤波器。每一条输出用不同的形式的线段表示。

所有的滤波器可以被分到八个组。前四组是四组低通滤波器。后四组是四组高通滤波器。每一组滤波器可以通过使用控制单元对子滤波器的不同输出进行加权而得到。图中G_i,k是第i组中的第k个滤波器。第i组共n_i个滤波器。每个滤波器G_i,k拥有一个自己的控制。同时，每个控制有自己的控制参数φ_i,k。这个控制参数可以用来灵活调整G_i,k的带宽。所有的控制单元共享子滤波器的输出。从图中可以看到滤波器G_3,k，G_4,k，G_5,k和G_6,k可以通过控制单元对不同的子波器的出加权得到。滤波器G_2,k和G_7,k需要通过掩蔽滤波单元Masking1掩蔽滤波得到。滤波器G_1,k和G_8,k需要通过掩蔽滤波单元Masking2掩蔽滤波得到。每一个滤波器 G_i,k都有一个独立的控制单元和灵活可控的带宽。

在加法器模块中，滤波器子带由上一模块被产生的滤波器产生。第一个子带和第最后一个子带可以直接由具有最小带宽的低通滤波器和高通滤波器分别直接产生。滤波器组中间的子带可以通过从一个全通滤波器中减去具有最大带宽的高通滤波器和低通滤波器。其他子带可以通过用一个具有较大带宽的滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器产生。因为每一个子带G_i,k有一个独立的控制参数φ_i,k，所以，每个低通滤波器和高通滤波器都具有独立可控的带宽。因此，滤波器每个子带的带宽和中心频率都能通过调节相应的控制单元的控制参数被独立灵活地控制。

需要强调的是，对原型滤波器H(z,φ)进行的抽取插值操作中，抽取和插值系数不是唯一的。抽取操作是使可变滤波器覆盖范围向更高的频域(低于0.5的频域)扩展，插值操作是使可变滤波器覆盖范围向更低的频域扩展。对称滤波器的求取是为了使高于0.5的频域被可变滤波器覆盖。抽取操作和插值操作的次数也是可变的。最终的目的是使可变滤波器更全面的覆盖整个频域。设H(z,φ)的通带截止频率的上下界分别为ω_max和ω_min。另ω_max＝_aω_min，a为大于等于1的整数。为了使可变滤波器不重叠的覆盖整个频域，相应的抽取因子取值可以为a或a^a，抽取操作可以进行一次或两次，如果进行一次抽取操作，优先选择较小值。相应的插值因子可以为a，a^a。插值操作可以进行一次或两次，如果进行一次插值操作，优先选择较小值。本文给出的情况是a＝2,进行一次抽取操作，抽取因子为D＝2。进行两次插值操作，插值因子分别为M＝2和M＝4。

滤波器设计的第一步是首先设计原型可变滤波器H(z,φ)。其通带截止频率的上下边界分别为ω_{p max}/2和ω_{p max}。过渡带宽为B。共包含L+1个子滤波器。每个子滤波器的长度均为N。

如图3(a)所示,H(z,φ)被用来产生第三组的低通滤波器G_3,k。控制参数为φ_3,k。 H(z,φ)的对称滤波器H_h(z,φ)被用来产生第六组的高通滤波器G_6,k。被使用的控制参数为φ_6,k。两组中的滤波器G_3,k和G_6,k分别表示为

G_3,k＝H(z,φ_3,k) (5)

G_6,k＝H_h(z,φ_6,k) (6)

两组滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_{p max}/2到ω_{p max}以及(π-ω_{p max})到 (π-ω_{p max}/2)。

如果对H(z,φ)的系数进行抽取，且抽取因子D＝2，我们可以得到抽取之后的滤波器H(z^1/2,φ)。一个滤波器的对称滤波器可以通过将滤波器的系数间隔取反得到。通过这种方法我们可以得到H(z^1/2,φ)的对称滤波器H_h(z^1/2,φ)。H(z^1/2,φ)和H_h(z^1/2,φ) 被用来产生第四组和第五组的滤波器。控制参数分别为φ_4,k和φ_5,k。滤波器G_4,k和G_5,k可表示为

G_4,k＝H(z^1/2,φ_4,k) (7)

G_5,k＝H_h(z^1/2,φ_5,k) (8)

滤波器G_4,k和G_5,k的频率响应如图3(b)所示。两组滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_{p max}到2ω_{p max}以及(π-2ω_{p max})到(π-ω_{p max})。需要注意的是为了避免两组滤波器的覆盖范围相互重叠，需要满足以下不等式

2ω_{p max}<π-2ω_{p max}-2B (9)

系数抽取之后，这两组滤波器的覆盖范围是第三组和第六组的两倍。过渡带宽也是他们的两倍。

为了获得更低频和更高频的滤波器，我们对滤波器进行插值因子M＝2的系数插值。如图3(c)和(d)所示，得到的插值滤波器H(z²,φ)分别具有不同的控制参数φ_2,k和φ_7,k。插值滤波器H(z²,φ)在高频和低频分别有一个子带。掩蔽滤波器 H_m1(z)被用来提取具有控制参数φ_2,k的滤波器H(z²,φ_2,k)的分布在低频区的子带。被提取的子带可以表示为H(z² _,φ_2,k)·H_m1(z)。滤波器H_{m1_h}(z)是H_m1(z)的对称滤波器。控制参数为φ_7,k的滤波器H(z²,φ_7,k)分布在低频区的子带可以由H_{m1_h}(z)提取。被提取的子带可以表示为H(z² _,φ_7,k)·H_{m1_h}(z)。H(z²,φ_2,k)·H_m1(z)和H(z²,φ_7,k)·H_{m1_h}(z)最终被分别用来作为第二组和第七组的滤波器。两组中的滤波器G_2,k和G_7,k可以表示为

G_2,k＝H(z²,φ_2,k)·H_m1(z) (10)

G_7,k＝H(z²,φ_7,k)·H_{m1_h}(z) (11)

两组滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_pmax/4到ω_pmax/2以及 (π-ω_pmax/2)到(π-ω_pmax/4)。覆盖范围只有第三组滤波器的一半。为了使掩蔽滤波器 H_m1(z)和H_{m1_h}(z)能够提取每一个目标子带。原型掩蔽滤波器H_m1(z)的通带截止频率 ω_{p_m1}以及阻带截止频率ω_{s_m1}分别为

ω_{p_m1}＝ω_{p max}/2 (12)

ω_{s_m1}＝1-(ω_{p max}/2+B/2) (13)

由于人耳对低频区比较敏感，为了更好的对不同的听力图进行补偿，需要更窄的子带分布在低频区。因此，原型可变滤波器H(z,φ)被再次以插值因子M＝4 插值。如图3(f)和(g)所示，插值滤波器H(z^1/4,φ)有两组不同的控制参数φ_1,k和φ_8,k。如图3(f)所示，控制参数为φ_1,k的滤波器H(z⁴,φ_1,k)分布在低频域的子带可以通过掩蔽滤波器H_m2(z)提取。被提取的滤波器可以表示为H(z⁴,φ_1,k)·H_m2(z)。如图3(g)所示，控制参数为φ_8,k的滤波器H(z⁴,φ_8,k)分布在低频域的子带可以通过掩蔽滤波器H_m2(z) 的对称滤波器H_{m2_h}(z)提取。被提取的滤波器可以表示为H(z⁴,φ_8,k)·H_{m2_h}(z)。两组滤波器最后分别构成第一组和第八组滤波器。G_1,k和G_8,k的表达式为

G_1,k＝H(z⁴,φ_1,k)·H_m2(z) (14)

G_8,k＝H(z⁴,φ_8,k)·H_{m2_h}(z) (15)

G_1,k和G_8,k的分布如图3(h)所示。两组滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_{p max}/8到ω_{p max}/4以及(π-ω_{p max}/4)到(π-ω_{p max}/8)。覆盖范围仅为原型滤波器的四分之一。过渡带宽也仅为原型滤波器的四分之一。如图3(h)所示，为了保证H_m2(z)和 H_{m2_h}(z)能提出所有的目标子带，它的通带截止频率ω_{p_m2}以及阻带截止频率ω_{s_m2}分别为

ω_{p_m2}＝ω_{p max}/2 (16)

ω_{s_m2}＝0.5-(ω_{p max}/4+B/4). (17)

八组滤波器覆盖了几乎整个频域。我们规定在第i个组中，如果k₁＞k₂，我们有因此，在每组中，下标值比较的大滤波器具有更大的带宽。将前四组低通滤波器按照带宽的大小，从小往大排列。具有最小带宽的滤波器被作为滤波器的第一个子带。其他子带可以通过用任意一个滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器。在后四组高通滤波器中，按照带宽的大小再次排列滤波器。具有最小带宽的滤波器被作为滤波器的最后一个子带。其他子带同样可以通过用一个具有较大带宽的滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器。滤波器组中间的子带可以通过从一个全通滤波器中减去具有最大带宽的高通滤波器和低通滤波器。因为具有可变的控制参数，每个低通滤波器和高通滤波器具有独立可控的带宽。因此，滤波器每个子带的带宽和中心频率都能被独立灵活地控制。

从滤波器组的结构可以看出，用具有控制参数φ_6,1到的控制单元对的输出进行加权，我们得到高通滤波器G_6,1到用具有控制参数φ_3,1到的控制单元对H_k(z)的输出进行加权，我们可以得到低通滤波器G_3,1到同样的，高通滤波器G_5,1到以及低通滤波器G_4,1到可以通过使用具有控制参数φ_5,1到以及φ_4,1到的控制单元来产生。

不同于以上四组滤波器，剩下的四组滤波器的产生需要掩蔽滤波器。滤波器H_k(z²)的输出被具有两组不通控制参数的控制单元加权。两组参数分别为φ_2,1到以及φ_7,1到控制单元的两个输出H(z²,φ_2,k)和H(z²,φ_7,k)被输入掩蔽滤波器单元Masking1，该单元包含掩蔽滤波器以及它的对称滤波器在这个掩蔽滤波器中H(z²,φ_2,k)处于低频域的通带以及H(z²,φ_7,k)处于高频域的通带分别被和提取。被提取的子带分别作为第二组和第七组的滤波器G_2,k和G_7,k。同样的，H_k(z⁴)地输出被具有两组不同控制参数的控制单元加权。两组控制参数分别为φ_1,1到以及φ_8,1到在得到控制单元的输出H(z⁴,φ_1,k)和H(z⁴,φ_8,k)后。目标子带分别被掩蔽滤波单元Masking2中的和提取。Masking2最终输出 G_1,1到以及G_8,1到

获得的低通滤波器以及高通滤波器最后被输入Adder Block。在该模块中，第一个子带和最后一个子带可直接产生。滤波器组中间的子带可以通过从一个全通滤波器中减去具有最大带宽的高通滤波器和低通滤波器得到。其他子带可以通过用任意一个滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器得到。

子滤波器的结构图如图4所示。H_k(z)是一个对称FIR滤波器，滤波器长度为9。该结构同时实现了对原型滤波器进行了系数抽取，系数插值以及求对称滤波器三种操作。因此，掩蔽滤波单元共有六个输出，分别对应H_k(z)， H_k(z²)and H_k(z⁴)。这六个滤波器共享了原型滤波器H_k(z)的系数。

掩蔽滤波器单元如图5所示。掩蔽滤波器单元有两组不同的输入：滤波器 H(z^M,φ_i,1)到为原型掩蔽滤波器的输入。输入H(z^M,φ_j,1)到为对称掩蔽滤波器的输入。每一个输入有自己的延时链。延时链的输出作为多路选择器的输入。通过控制参数W₁，不同的输入信号被多路选择器选择性输入乘法器。不同的输入信号被一个接一个的处理。通过这种方式，滤波器的系数乘法器被不同的输入信号共享。信号H(z^M,φ_i,1)到的延时链上的加法器输出在进入多路选择器之前被间隔取负值，这种操作等同于对系数的间隔取负值。因此，最终的输出结果是对称掩蔽滤波器的输出结果。最终，滤波器H(z^M,φ_i,1)到分布在高频的子带以及滤波器H(z^M,φ_j,1)到分布在低频区的子带被分别提取。

由图3可知，控制单元被大量使用。这会导致乘法器的使用数量增加，增大滤波器组的实现复杂度。为了降低滤波器组的复杂度，我们将控制单元的乘法器进行简化。如果控制参数φ的值为多个2的不同个整数次幂的和，则控制单元中的乘法器可简化为具有不同移位位数的移位器之和的形式。考虑到参数φ是可变的，被简化的乘法器也应该是可变的。假设φ的取值精度为2^-5。φ＝r·2^-5，r取 -7到7的整数。此时φ的取值可以表示为v₂·2^-3，v₃·2^-4和v₄·2^-5之和的形式。这里v₂， v₃和v₄是二进制数，可以去0或1。由此我们可以得到被简化的乘法器的结构，如图6所示。结构中的三个移位器分别对应2^-3，2^-4和2^-5。参数v₂，v₃和v₄被用来决定多路选择器的是0还是被移位的输入信号。参数v₁被用来决定φ的正负。总的来说，可变乘法器的系数可以通过控制参数v₁,v₂,v₃和v₄被确定。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。

Claims

1.一种具有灵活可重构特性的滤波器组，其特征是：包括滤波器产生模块以及与之相连的加法器模块，其中，所述滤波器产生模块利用具有可变带宽的滤波器为原型滤波器，并利用系数抽取和系数插值技术对具有可变带宽的滤波器中每一子滤波器进行重构，其中，抽取操作和插值操作分别进行若干次，取插值因子为第一类设定值以及抽取因子为第二类设定值，得到相应的插值滤波器和抽取滤波器，构建原型滤波器和抽取滤波器的对称滤波器，每个子滤波器的多个不同的输出分别对应重构后的多个不同的滤波器的输出；

所述原型滤波器包括L+1个子滤波器以及控制单元，所述每个子滤波器的输出顺次通过控制单元被加权，且第k个子滤波器的传递函数表示为：

其中，h_k(n)为子滤波器H_k(z)的系数，N是子滤波器的长度；

形成的可变滤波器H(z,φ)为L+1个被加权子滤波器的和，即：

2.如权利要求1所述的一种具有灵活可重构特性的滤波器组，其特征是：H(z,φ)的通带截止频率的上下界分别为ω_max和ω_min另ω_max＝aω_min，a为大于1的整数，第一类设定值的取值为a或a^a，抽取操作进行若干次，如果进行一次抽取操作，优先选择较小值；相应的第二类设定值为a，a^a，插值操作进行若干次，如果进行一次插值操作，优先选择较小值。

3.如权利要求1所述的一种具有灵活可重构特性的滤波器组，其特征是：所述滤波器产生模块产生一组低通滤波器和一组高通滤波器，低通滤波器分布在低频区，高通滤波器分布在高频谱区，低通滤波器分布在四个不同的组，高通滤波器分布在另外四个不同的组，每一组滤波器通过使用控制单元对各子滤波器的不同输出进行加权而得到。

4.如权利要求1所述的一种具有灵活可重构特性的滤波器组，其特征是：滤波器产生模块中，令G_i,k是第i组中的第k个滤波器，第i组共n_i个滤波器，各滤波器G_i,k拥有一个自己的控制，同时，每个控制有自己的控制参数φ_i,k，利用所述控制参数调整G_i,k的带宽，所有的控制单元共享子滤波器的输出；

5.如权利要求1所述的一种具有灵活可重构特性的滤波器组，其特征是：在加法器模块中，滤波器子带由上一模块被产生的滤波器产生，第一个子带和最后一个子带直接由具有最小带宽的低通滤波器和高通滤波器分别直接产生，滤波器组中间的子带通过从一个全通滤波器中减去具有最大带宽的高通滤波器和具有最大带宽的低通滤波器产生，其他子带通过用一个具有A带宽的滤波器减去与它相邻的具有B带宽的滤波器产生，A大于B，且A小于等于最大带宽，B大于等于最小带宽，且滤波器每个子带的带宽和中心频率都能被独立灵活地控制。

6.一种助听器，包括如权利要求1-5中任一项所述的一种具有灵活可重构特性的滤波器组。

7.一种具有灵活可重构特性的滤波器组的设计方法，其特征是：包括以下步骤：

基于原型可变滤波器进行重构，具体包括：

原型可变滤波器被再次以第二插值因子进行插值，得到另一插值滤波器，利用第二掩蔽滤波器提取插值滤波器中具有某一组控制参数分布在低频区的子带，且构建第二掩蔽滤波器的对称滤波器以提取插值滤波器中具有另一控制参数分布在低频区的子带，分别作为第一组和第八组的滤波器；

获得的所有滤波器最后被输入加法器模块。

8.如权利要求7所述的一种具有可变带宽的滤波器组的设计方法，其特征是：第四组和第五组的滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_pmax到2ω_pmax以及(π-2ω_pmax)到(π-ω_pmax)，第三组和第六组的通带截止频率的上下边界分别为ω_pmax/2到ω_pmax以及(π-ω_pmax)到(π-ω_pmax/2)，第二组和第七组滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_pmax/4到ω_pmax/2以及(π-ω_pmax/2)到(π-ω_pmax/4)，第一组和第八组滤波器的通带截止频率的覆盖范围分别为ω_pmax/8到ω_pmax/4以及(π-ω_pmax/4)到(π-ω_pmax/8)，其中，2ω_pmax<π-2ω_pmax-2B，B为原型可变滤波器的过渡带宽。

9.如权利要求7所述的一种具有可变带宽的滤波器组的设计方法，其特征是：将前四组低通滤波器按照带宽的大小，从小往大排列，具有最小带宽的滤波器被作为滤波器的第一个子带，其他子带通过用任意一个滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器，在后四组高通滤波器中，按照带宽的大小再次排列滤波器，具有最小带宽的滤波器被作为滤波器的最后一个子带，其他子带通过用一个具有较大带宽的滤波器减去与它相邻的具有较小带宽的滤波器；滤波器组中间的子带通过从一个全通滤波器中减去具有最大带宽的高通滤波器和低通滤波器得到。

10.如权利要求7所述的一种具有灵活可重构特性的滤波器组的设计方法，其特征是：对控制器进行简化，将控制器中的乘法器简化为具有不同移位位数的移位器之和的形式。