CN109510647B - 用于nfc收发器的最优信道合并的方法及设备 - Google Patents

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Abstract

各种实施例涉及一种用于合并信道的方法及电路，所述方法包括：通过匹配及平滑滤波器从模数转换器接收信号，并且提取均方根信号电平；通过噪声功率检测器(NPD)从所述ADC接收所述信号，并且评定对所述信号的噪声贡献；以及通过最大比率合并器从所述匹配及平滑滤波器接收所述信号，其中合并器在使用几何和与算术和之间选择以合并所述信道。

Description

用于NFC收发器的最优信道合并的方法及设备
技术领域
本公开大体上涉及一种用于NFC收发器的信道合并器，且更具体地说但非排他地，涉及一种降低误码率且提高信噪比(“SNR”)的信道合并器。
背景技术
当前的近场通信(“NFC”)收发器要么安装欠佳的信道合并器单元，要么未安装信道合并器单元。
实际上，NFC收发器仅选择最强信道，或替代地通过简单地将信道信息叠加在一起来形成合并的信息源。此当前方法就检测概率、灵敏度范围以及SNR而言为次佳的。
在第一种方法中，选择最强信道可能在信号较弱或在一个信道含有比所述接收到的信号更强的加性噪声时导致检测错误。
上述方法可能容易出现在直接变频接收器架构中，其中接收器(“Rx”)输入使用载波信号来取样，以将其转化为基带信号。在下变频操作期间，当一个信道接近于载波的零交叉时刻采样时，可能出现被称为相位调制至幅度调制(PM至AM)转换的高残余相位噪声贡献。
在第二种方法中，通过将信道信息叠加在一起来合并信息源可能在信道相位延迟及群组延迟不同时存在问题，其通过不同的上边带及下边带层级可见的耦合系统物理发生。
在第三种方法中，使用其中两个信道的最终输出为同步的且叠加在一起的两个独立运行的单边带接收器可能较复杂，成本高，且当一个信道提供下部SNR时，同步可能失效。
图1示出当前NFC前端架构100。
NFC前端架构100包括天线101、高频衰减器(“HF-ATT”)102、混频器103及104、基带滤波器(“BBF”)105及106、基带放大器(“BBA”)107及108、模数转换器(“ADC”)109及110，以及数字信号处理器(“DSP”)111。
NFC目标的负载调幅(“LMA”)或无源卡或票到达具有任意相位及幅值的天线101。在通过HF-ATT 102的输入范围调节之后，使用奈奎斯特(Nyquist)采样IQ下变频法对信号进行下变频。
所得同相及正交样本使用BBF 105经带通滤波，使用BBA 107放大，随后通过ADC109，并由DSP 111在数字域中进行处理。
所采用的奈奎斯特采样法具有适中的复杂度，且对参考时脉的相位噪声性能具有压力。
发明内容
各种实施例的简要概述在下文呈现。实施例解决形成用于从NFC收发器合并信道的方法及设备以降低误码率并提高合并信号的SNR的需要。
为了克服现有技术的这些缺点及其它缺点，且根据形成用于从NFC收发器合并信道的方法及设备以降低误码率并提高合并信号的SNR的需要，呈现不同例示例性实施例的简要概述。在以下概述中可以做出一些简化和省略，其意在突出并介绍各种示例性实施例的一些方面，但不限制本发明的范围。
将在之后的章节中呈现足以允许本领域普通技术人员产生且使用发明性概念的优选的示例性实施例的详细描述。
本文所描述的各种实施例涉及一种耦合到NFC收发器的信道合并器，所述信道合并器包括：第一信道及第二信道，其中每一信道包括：匹配及平滑滤波器，被配置成从模数转换器(“ADC”)接收信号，并且被配置成提取均方根(“RMS”)信号电平；噪声功率检测器(“NPD”)，被配置成从ADC接收信号，并且评定对信号的噪声贡献；以及最大比率合并器，被配置成从匹配及平滑滤波器接收信号；以及合并器，被配置成在使用几何和与算术和之间选择，以合并来自第一信道及第二信道的信号。
在本公开的实施例中，最大比率合并器被配置成从NPD接收对信号的噪声贡献。
在本公开的实施例中，最大比率合并器被配置成从查询表接收相位延迟。
在本公开的实施例中，当调制方案为有源负载调制及无源负载调制时，禁用查询表且合并器使用几何和。
在本公开的实施例中，当调制方案为无源负载调制时，启用查询表且信道合并器使用算术和。
在本公开的实施例中，NFC收发器包括基带滤波器。
在本公开的实施例中，NFC收发器包括被配置成计算信道增益的数字DC去除控制环路。
在本公开的实施例中，当调制方案为有源负载调制及无源负载调制时，禁用查询表。
在本公开的实施例中，当调制方案为无源负载调制时，启用查询表且信道合并器使用算术和。
在本公开的实施例中，RMS信号电平独立于初始相位及采样相位延迟的函数。
本文所描述的各种实施例涉及一种用于合并信道的方法，所述方法包括以下步骤：通过匹配及平滑滤波器从模数转换器(“ADC”)接收信号，并且提取均方根(“RMS”)信号电平；通过噪声功率检测器(“NPD”)从ADC接收信号，并且评定对信号的噪声贡献；以及通过最大比率合并器从匹配及平滑滤波器接收信号，其中合并器在使用几何和与算术和之间选择以合并信道。
在本公开的实施例中，最大比率合并器被配置成从NPD接收对信号的噪声贡献。
在本公开的实施例中，最大比率合并器被配置成从查询表接收相位延迟。
在本公开的实施例中，当调制方案为有源负载调制及无源负载调制时，禁用查询表且合并器使用几何和。
在本公开的实施例中，当调制方案为无源负载调制时，启用查询表且信道合并器使用算术和。
在本公开的实施例中，NFC收发器包括基带滤波器。
在本公开的实施例中，NFC收发器包括被配置成计算信道增益的数字DC去除控制环路。
在本公开的实施例中，当调制方案为有源负载调制及无源负载调制时，禁用查询表。
在本公开的实施例中，当调制方案为无源负载调制时，启用查询表且信道合并器使用算术和。
在本公开的实施例中，RMS信号电平与初始相位独立于采样相位延迟的函数。
附图说明
附图与下文的详细描述一起并入在说明书中且形成说明书的一部分，并且用以进一步说明包括所主张发明的概念的实施例且阐释那些实施例的各种原理和优点，在附图中，在单独的视图中相同的附图标号始终指代相同或功能上相似的元件。
在以下说明书中更充分地公开这些和其它更详细的和具体的特征，其中参考了附图，附图中：
图1示出NFC收发器的框图；
图2示出噪声功率检测器的框图；
图3示出用于信号调节的框图；
图4示出具有NFC收发器及信道合并器的系统的框图；
图5示出具有包括数字DC去除控制环路的NFC收发器及信道合并器的系统的框图；以及
图6示出用于合并信道的方法的流程图。
具体实施方式
应理解，图式仅为示意性的并且不按比例绘制。还应理解，贯穿图式使用的相同附图标记表示相同或相似的零件。
描述和图式示出各种例子实施例的原理。因此将了解，本领域的技术人员将能够设计各种布置，尽管本文中未明确地描述或示出所述布置，但所述布置体现本发明的原理且包括在其范围内。此外，本文中所述的所有例子主要明确地意在用于教学目的以辅助读者理解本发明的原理及由发明人所提供的概念，从而深化所属领域，且所有例子不应解释为限于此类特定所述例子及条件。另外，如本文中所使用的术语“或”是指非排他性的或(即，及/或)，除非另外指明(例如，“否则”或“或在替代方案中”)。并且，本文所描述的各种实施例不一定相互排斥，因为一些实施例可与一或多个其它实施例组合从而形成新的实施例。例如“第一”、“第二”、“第三”等描述词不意图限制所论述元件的次序，且用于区分一个元件与下一元件，且通常可互换。
这些实施例解决形成用于从NFC收发器合并信道的方法及设备以降低误码率及提高合并信号的SNR的需要。
实施例适用于多天线、多信道系统，且并不限于双信道系统。
为了实现最优信道合并器，每个信道的增益必须与所接收的均方根(“RMS”)信号电平成正比，且每个信道的增益必须与单独的均方噪声电平成反比。
如果增益与所接收的RMS信号成正比且与单独的均方噪声电平成反比，那么被定义为局部功率比pi的总和的输出功率比P：
Figure BDA0001797478160000051
就SNR而言为最大。
然而，为了确定增益是否与所接收的RMS信号成正比及与单独的均方噪声电平成反比，必须知道每个信道的噪声方差及信号增益。
然而，必须在信道合并程序之前知道这些变量。
第一实施例通过使用传递待合并的调幅的RMS信号电平的匹配及平滑滤波器概念来解决I/Q信号相移。
第二实施例包括噪声功率估测器或用于检测信道输入噪声电平以完成最优合并器的类似构件。噪声估测器评定锁相环路(“PLL”)及/或其它噪声源对每个信道的噪声贡献。
图2示出噪声功率检测器(“NPD”)200的例子。
NPD 200包括串联的绝对值计算(“ABS”)操作201、微分器202及积分器203。针对样本集(例如，64、256等)启用积分器203，且相应地调整结果。
如果样本的数目为2x的函数，那么加法级及缩放操作较简单。
对于13.56MHz的采样频率，此类型NPD的最大幅值偏差近似为1.7dB，其针对正态分布随机噪声通过总体补偿因数0.8来校正，且针对其它分布及检测器可计算类似补偿因数。必须在不存在有用信号的情况下观测测量值。
通过使用匹配及平滑滤波器来获得RMS信号电平。所采用的信号处理方法的输出必须独立于信道相位延迟，以使信道合并器在无附加信道同步的情况下操作。
图3示出信号调节区块300的框图。
信号调节区块300包括由例如标准ISO14443波形的复本、绝对值区块(“ABS”)303及304以及用于RMS信号检测的低通平滑滤波器305及306组成的副载波匹配滤波器(“SCMF”)301及302。低通平滑滤波器305及306输入至信道合并器307中。
所选择的SCMF 301及302以及移动平均低通滤波器(“MALP”)305及306平均提供与例如NFC目标装置、智能卡或电子票的经调幅信号成正比的信号。
在纯幅度调制的情况下，混频器输出处的DC增益与预期的RMS输出信号成正比。
可基于目标装置的调制方案来估计信道增益。为纯幅度调制(“AM”)或幅度调制及相位调制的混合的无源负载调制(“PLM”)或有或无初始相位的有源负载调制(“ALM”)控制效应信道增益。
在第一实施例中，可执行信道增益的盲估计。就AM而言，可测量发射及接收(“TX-RX”)相位关系(即，I/Q相位关系)。
在关系已知的情况下，可计算信道增益。当需要临时信号增益检测时，可在下混频阶段后及带通滤波前通过单独信道的DC增益来获得信道增益。
针对NFC开/关密钥(“OOK”)调制方案(例如，TYPEA106k、ISO15693)需要临时检测，这是因为这些方案不以可用于初始信号增益检测目的的前置码为特征。
前置码法优于DC法，这是因为其提供与所提供的调制方案无关的实际信道增益。然而，存在DC值在数字域中不可用且仍可适用前置码法的某一架构。
在前置码法不适用的情况下，当混频器时脉的相位噪声(“PN”)为主要噪声贡献者时，可估计TX-RX相位在信道噪声功率之外。
由于在TX-RX相位与PM至AM转换之间存在直接关系，这可在采样的接收器架构中实现。
表述为平均噪声功率关系的PM至AM转换过程可表述为：
Figure BDA0001797478160000071
其中
Figure BDA0001797478160000074
为正态分布随机噪声过程(类似关系适用于高斯分布)。
Figure BDA0001797478160000075
及
Figure BDA0001797478160000076
定义包括初始相位
Figure BDA0001797478160000077
的相位噪声传播
Figure BDA0001797478160000078
我们可以通过
Figure BDA0001797478160000079
来表述
Figure BDA00017974781600000710
及
Figure BDA00017974781600000711
且A表示信号幅值。
相位噪声传播为取决于本申请中所使用的晶体质量以及取决于集成电路(“IC”)的PLL性能的系统参数。
通过增加确定最大平均噪声功率(通常在90°下等于零交叉采样)的校准步骤，在操作期间可使用查询表在嵌入式信道噪声功率检测器的辅助下导出实际TX至RX相位延迟(σi，TXRX，σq，TXRX)。
通过了解单独的信道PN贡献，实际IQ群集及其DC为可间接确定的。
DC增益涉及实际信号信道增益xi及xq。
在不损失一般性的情况下：
Figure BDA0001797478160000072
且
Figure BDA0001797478160000073
其中
Figure BDA0001797478160000081
表示目标(例如智能卡或电子票)的频带限制幅值调制ALM信号，且xi及xq分别表示信道增益。
匹配及平滑滤波后通过xi及xq表述的
Figure BDA0001797478160000082
的RMS值与初始相位(σinit)无关，且仅为TX-RX采样相位延迟(σTXRX)的函数以从非约束关系说起。
两种类型的调制用于确定匹配及平滑滤波后通过xi及xq表述的
Figure BDA0001797478160000083
的RMS值是否与初始相位(σinit)无关且仅为TX-RX采样相位延迟(σTXRX)的函数，且如果是，那么xi及xq的基带增益与所采样混频器I/Q输出的DC值成正比。
第一类型的调制为初始相位不发生变化的PLM。其为由实际解调器及握手逻辑的处理时间引入的调制延迟。
第二种类型的调制为可使用任意初始相位发射载波的ALM。
在PLM中，信道增益为TX-RX相位延迟的函数，而与PLM信号的调制延迟无关。
当ALM载波初始相位变化时，信道增益为σinit及σTXRX的函数，且仅当已知一个或另一个时，可在不知道实际响应的到达时间的情况下盲确定信道增益，且信道增益在短帧期间为恒定的，而在由未知组合σinit及σTXRX发起的增益中为任意的。
因此，在由接收器的采样时刻发起的信道DC值与同所接收信号相关的其信道增益及其调制特征之间不存在比例定律。
在当前实施例中，在AM、PLM或提供前置码的调制方案或其中初始相位σinit及TX-RX采样相位延迟σTXRX可去相关的其它方案期间，可通过下式计算f(nT)：
Figure BDA0001797478160000084
其中
Figure BDA0001797478160000085
此外，xj表示由SCMF及MALP信号调节单元提供的预期RMS信号电平，且nj表示由噪声方差检测器提供的信道噪声功率。
相反，在相位控制ALM或σinit及σTXRX不可去相关的其它方案期间，可通过下式计算f(nT)：
Figure BDA0001797478160000091
其中
Figure BDA0001797478160000092
其中，||ajfj(nT)||表示由SCMF及MALP信号调节单元提供的预期RMS信号电平的范数，且nj表示由噪声方差检测器提供的单独信道噪声功率。
图4示出连接至模拟前端(“AFE”)401的信道合并器400的框图。AFE可包括单个天线410及高频衰减器411。
AFE 401可进一步包括采样的混频器402及403、基带滤波器404及405、基带放大器406及407，以及ADC转换区块408及409。
信道合并器400可包括匹配及平衡滤波器410及411、最大比率合并器412及413、噪声功率检测器414及415、查询表416及417以及选择器418以在执行几何和419或算术和420之间选择。
当系统被设定成ALM/PLM接收时，禁用LTU，且信道合并器400执行几何和。
当系统仅被设定成PLM时，启用LTU，且将信道合并器400从几何和切换为算术和。
图5示出连接至AFE 501的信道合并器500的框图。
信道合并器500可包括匹配及平滑滤波器514及515、最大比率合并器516及517、噪声功率检测器518及519、查询表520及521、选择器522以在执行几何和523或算术和524之间选择。
AFE 500可包括天线526及高频衰减器527、采样混频器502及503、数字DC去除控制环路504及505、基带放大器506及507，以及ADC转换区块508及509。
数字DC去除控制环路504及505可包括数模转换器510及511以及数字增益控制512及513。
图5进一步示出滤波及执行ADC及DAC转换的结合数字DC去除控制环路504及505的信道合并器500。
当系统被设定成ALM/PLM接收时，禁用LTU，且信道合并器500执行几何和。
当系统仅被设定成PLM时，启用LTU，且将信道合并器500从几何和切换为算术和。
图6示出用于合并信道600的方法。
方法600开始于步骤601处。
方法600随后进行到步骤602，其通过匹配及平滑滤波器从模数转换器接收信号。
方法600随后进行到步骤603，其通过匹配及平滑滤波器提取均方根信号电平。
方法600随后进行到步骤604，其通过噪声功率检测器从ADC接收信号。
方法600随后进行到步骤605，其通过噪声功率检测器评定对信号的噪声贡献。
方法600随后进行到步骤606，其通过最大比率合并器从匹配及平滑滤波器接收信号。
方法600随后进行到步骤607，其通过合并器在使用几何和与算术和之间选择以合并信道。
方法600随后进行到步骤608处结束。
当前实施例的优点为使用采样NFC架构的噪声特征，具体地说，使用单个天线且使用噪声方差仅测量合并基带中的信道以及几何合并器。
噪声主要与PLL PM至AM转换相关，所述转换与I/Q接收器的采样时刻相关。
当前实施例的另一优点为使用匹配及平滑滤波器结构以提取RMS信号电平。
从前述描述中将显而易见的是，可以在硬件中实施本发明的各种示例性实施例。此外，各种示例性实施例可实施为存储在非暂时性机器可读存储介质，例如易失性或非易失性存储器上的指令，其可以通过至少一个处理器读取和执行，来执行本文中详细地描述的操作。非暂时性机器可读存储媒体可包括用于以机器可读形式存储信息的任何机构，例如，个人计算机或笔记本电脑、服务器或其它计算装置。因此，非暂时性机器可读存储媒体可包括只读存储器(ROM)、随机访问存储器(RAM)、磁盘存储媒体、光学存储媒体、闪存存储器装置，以及类似的存储媒体，并且不包括瞬时性信号。
本领域的技术人员应了解，本文中的任何框图表示体现本发明的原理的说明性电路的概念视图。类似地，将了解，任何流程图、流程图式、状态迁移图、伪码等等表示可大体上表示在机器可读媒体中并因此由计算机或处理器执行的各种过程，无论此类计算机或处理器是否明确地示出。
因此，应理解，以上描述意欲是说明性并且非限制性的。在阅读以上描述后，将清楚除所提供的例子以外的许多实施例和应用。范围不应参考以上描述或摘要来确定，而是实际上应参考所附权利要求书以及此类权利要求所授权的等效物的全部范围来确定。预期并且打算，未来的开发将对于本文中所论述的技术进行，并且所公开的系统和方法将并入到所述未来的实施例中。总之，应理解，本申请案能够进行修改和变化。
可以使任何益处、优点、问题的解决方案出现或变得更显著的益处、优点、问题的解决方案以及任何元件不应被解释为任何或所有权利要求的关键、所需的或必需的特征或元件。本发明仅通过所附权利要求书限定，所述所附权利要求书包括在发布的本申请和那些权利要求的所有等效物的悬而未决期间进行的任何修正。
除非本文中相反地明确指示，否则权利要求书中所用的所有术语都旨在被给出如对于如本文中所述的技术博学的人员所理解的其最广泛的合理构造和其普通含义。具体地说，除非权利要求相反地叙述了明确限制，否则例如“一”、“所述(the)”、“所述(said)”等单数冠词的使用应理解为列举一个或多个所表示的要素。
提供本公开的摘要以允许读者快速确定技术公开内容的性质。应遵守以下理解：它将不会用于解释或限制权利要求书的范围或含义。另外，在前述详细描述中，可以看出在各种实施例中，出于精简本公开的目的将各种特征分组在一起。不应将本公开的方法解释为反映以下意图：所主张的实施例需要比每一权利要求中明确叙述的特征多的特征。实际上，如所附权利要求书所反映，本发明标的物在于单个所公开实施例的不到全部的特征。因此，以下权利要求书特此并入到详细描述中，其中每一权利要求独自作为单独主张的标的物。

Claims (10)

1.一种耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，所述信道合并器包括：
第一信道及第二信道，其中每一信道包括：
匹配及平滑滤波器，被配置成从模数转换器(ADC)接收信号，并且被配置成提取均方根(RMS)信号电平；
噪声功率检测器(NPD)，被配置成从所述ADC接收所述信号，并且评定对所述信号的噪声贡献；以及
最大比率合并器，被配置成从所述匹配及平滑滤波器接收所述信号；以及
合并器，被配置成在使用几何和与算术和之间选择，以合并来自所述第一信道及所述第二信道的信号。
2.根据权利要求1所述的耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，所述最大比率合并器被配置成从所述NPD接收对所述信号的所述噪声贡献。
3.根据权利要求1所述的耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，所述最大比率合并器被配置成从查询表接收相位延迟。
4.根据权利要求3所述的耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，当调制方案为有源负载调制及无源负载调制时，禁用所述查询表且所述合并器使用几何和。
5.根据权利要求3所述的耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，当调制方案为无源负载调制时，启用所述查询表且所述信道合并器使用算术和。
6.根据权利要求1所述的耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，所述NFC收发器包括基带滤波器。
7.根据权利要求1所述的耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，所述NFC收发器包括被配置成计算信道增益的数字DC去除控制环路。
8.根据权利要求7所述的耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，当调制方案为有源负载调制及无源负载调制时，禁用查询表。
9.根据权利要求7所述的耦合到NFC收发器的信道合并器，其特征在于，当调制方案为无源负载调制时，启用查询表且所述信道合并器使用算术和。
10.一种用于合并信道的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
通过匹配及平滑滤波器从模数转换器(ADC)接收信号，并且提取均方根(RMS)信号电平；
通过噪声功率检测器(NPD)从所述ADC接收所述信号，并且评定对所述信号的噪声贡献，以及
通过最大比率合并器从所述匹配及平滑滤波器接收所述信号，其中
合并器在使用几何和与算术和之间选择以合并所述信道。
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