CN109496012A - 一种用于led恒流驱动装置的可变关断时间控制电路 - Google Patents

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Abstract

一种用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路，属于电子电路技术领域。包括比较位移模块和可变关断时间产生模块，比较位移模块的输入端连接开关管的源端电压，其输出端连接可变关断时间产生模块的输入端；当LED恒流驱动装置中的开关管关断时使能可变关断时间产生模块，开关管的源端电压与第一基准电压经过比较后的比较结果连接可变关断时间产生模块的放电端，可变关断时间产生模块的输出信号用于控制开关管的开启和关断。本发明能够用于LED恒流驱动装置使其产生的平均电流保持恒定且贴合预设值，同时可以强迫LED恒流驱动装置工作在连续导电模式下。

Description

一种用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，具体的说是涉及一种用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路。
背景技术
LED因其众多优点，已成为当今照明光源的主流。LED又被叫做发光二极管，所以它具有许多和二极管相同的特性，例如其电流-电压转移特性就与二极管的转移特性相似，这就决定了不能用恒定电压的方法来驱动LED，因为很小的电压波动就会产生较大的电流波动，所以现在普遍采用恒定电流的方式来驱动LED，从而使得LED的亮度保持稳定。
专利名称为一种用于LED驱动电路的恒流输出控制装置，专利号为ZL2014102500721的专利中提出了一种用于LED驱动电路的恒流输出控制装置，如图1所示，该电路主要包括TON时间均衡模块、TOFF时间控制模块、平均电流采样模块以及Buck电路，该装置的工作原理为通过平均电流采样模块反馈到驱动电路使开关管Q1导通，使得TON时间均衡模块中的加减计数器B1从零开始加数，随着电感电流上升，采样电阻R1两端的电压升高致使第一比较器A1翻转，而加减计数器B1开始减数，直到减到零值，使开关管Q1关断，TOFF时间控制模块中的加计数器B2从零开始计数，计到人工设定的某一个数时，控制开关管Q1重新导通，如此循环下去。关断时间由TOFF时间控制模块中的加计数器B2加数到使开关管Q1重新导通的时间所决定，因为人工设定的数为一固定数，该关断方法实为一种固定关断时间控制法。该恒流输出控制装置可以实现在一个周期内，电感电流从谷值上升到平均值的时间等于电流从平均值上升到峰值的时间，而且电流平均值可以人为设定，而设定的电流平均值就为比较器的第一基准电压VR除以采样电阻R1。
假设上述恒流输出控制装置关断较长时间过后，重新开启，即Buck电路中的电感电流从零开始上升，然后设定一个合适的关断时间，保持工作在连续导电模式(CCM)下。如图2所示为上述恒流输出控制装置的电感电流的周期变化图，图中，为第n个周期开始时的电感电流谷值，为第n个周期的电感电流峰值，为第n个周期的开启时间，Toff为每个周期的关断时间，iavg为人工设定的平均电流，m1和-m2分别是电感电流的上升斜率和下降斜率。第n个周期的峰值和结束时的谷值分别为
因为电感电流从谷值上升到平均值的时间等于电流从平均值上升到峰值的时间，所以有以下表达式成立
将表达式(1)(3)代入到表达式(2)中，可以得到第n+1个周期开始时的谷值为
第一个周期开始时的谷值由表达式(4)可以看出，第二个周期开始时的谷值第三个周期开始时的谷值第四个周期开始时的谷值 以此类推，由此可以看出，如果基于该恒流输出控制装置，电感电流从零开始上升，电感电流的谷值将一直在两个值当中摆荡。
在这种情况下，第一个周期电感电流的平均值为
显然该值不等于iavg，并且不恒定。
第二个周期电感电流的平均值为
显然该值也不等于iavg，并且不恒定。
因此如果电感电流一开始从零开始上升，在保持工作在连续导电模式下，该恒流输出控制装置所输出的电感电流谷值不能保持恒定，平均电流也不再是预设的值，且平均电流不能保持恒定，因此在这种情况下，采用固定关断时间控制的该装置显然已无法达到恒流的要求。
发明内容
针对上述恒流输出控制装置在电感电流从零开始上升的情况下无法再达到恒流的问题，本发明提出了一种可变关断时间控制电路，能够替换上述恒流输出控制装置中固定关断时间控制方法的TOFF时间控制模块，实现在电感电流从零开始上升的情况下利用本发明提出的可变关断时间控制电路使得恒流输出控制装置输出恒定的电流；值得说明的是，本发明提出的可变关断时间控制电路还可以用于其他LED恒流驱动装置，用于产生可变的关断时间从而控制LED恒流驱动装置输出恒定电流。
本发明提出的可变关断时间控制方法所采用的技术方案是：
一种用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路，所述LED恒流驱动装置包括开关管Q1，所述可变关断时间控制电路的输入信号为所述开关管Q1的源端电压，其输出信号用于控制所述开关管Q1的开启和关断；
所述可变关断时间控制电路包括比较位移模块和可变关断时间产生模块，当所述开关管关断时使能所述可变关断时间产生模块，所述可变关断时间产生模块的输入端连接所述比较位移模块的输出端，其输出端输出所述可变关断时间控制电路的输出信号；所述开关管Q1的源端电压与第一基准电压VR通过第一比较器A1进行比较后的比较结果连接所述可变关断时间产生模块的放电端；
所述比较位移模块包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9和第十PMOS管MP10，
第八PMOS管MP8的栅极作为所述可变关断时间控制电路的输入端，其源极连接第二PMOS管MP2的漏极和第六PMOS管MP6的栅极，其漏极连接第九PMOS管MP9和第十PMOS管MP10的漏极以及第一NMOS管MN1和第二NMOS管的源极并接地；
第九PMOS管MP9的栅极连接第二基准电压VP，其源极连接第四PMOS管MP4的漏极和第七PMOS管MP7的栅极；
第一NMOS管MN1的栅漏短接并连接第二NMOS管MN2的栅极和第六PMOS管MP6的漏极；
第一PMOS管MP1的栅漏短接并连接第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的栅极以及偏置电压，其源极连接第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的源极并连接电源电压；
第七PMOS管MP7的源极连接第三PMOS管MP3的漏极和第六PMOS管MP6的源极，其漏极连接第二NMOS管的漏极和第十PMOS管MP10的栅极；
第十PMOS管MP10的源极连接第五PMOS管MP5的漏极并作为所述比较位移电路的输出端。
具体的，所述可变关断时间产生模块包括第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第十一PMOS管MP11、第十二PMOS管MP12、第一电阻R2、第一电容C2、放大器A2和第二比较器A3，
放大器A2的正输入端作为所述可变关断时间产生模块的输入端，其负输入端连接第三NMOS管MN3的源极并通过第一电阻R2后接地，其使能端连接所述可变关断时间产生模块的使能信号，其输出端连接第三NMOS管MN3的栅极；
第十一PMOS管MP11的栅漏短接并连接第十二PMOS管MP12的栅极和第三NMOS管MN3的漏极，其源极连接第十二PMOS管MP12的源极并连接电源电压；
第四NMOS管MN4的栅极作为所述可变关断时间产生模块的放电端，其漏极连接第二比较器A3的正输入端和第十二PMOS管MP12的漏极并通过第一电容C2后接地，其源极接地；
第二比较器A3的负输入端连接第三基准电压VOFF，其输出端作为所述可变关断时间产生模块的输出端。
本发明的有益效果是：本发明解决了传统LED恒流驱动装置在电感电流从零开始上升的情况下，平均值无法保持恒定且偏离预设值的问题，在可变关断时间控制方法的基础上，提出一种可变关断时间控制电路，能够使得LED恒流驱动装置的平均电流保持恒定且贴合预设值，同时可以强迫LED恒流驱动装置工作在连续导电模式下，并且在输出相同平均电流情况下，对于开关管的驱动电流要求降低。
附图说明
图1为基于固定关断时间控制方法的用于LED驱动电路的恒流输出控制装置的结构示意图。
图2为图1所示恒流输出控制装置的电感电流的周期变化图。
图3为将本发明提出的一种用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路用于BUCK型LED恒流输出控制装置的结构示意图。
图4为本发明提出的一种用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路中比较位移模块的结构示意图。
图5为实施例中可变关断时间产生模块的一种电路实现形式。
图6为本发明提出的一种用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路的电感电流的周期变化图。
具体实施方式
下面结合具体实施例和附图，详细阐述本发明的技术方案。
本发明提出一种可变关断时间控制电路，能够用于LED恒流驱动装置中产生可变的关断时间从而控制LED恒流驱动装置产生恒定的电流，下面以BUCK型LED恒流驱动装置为例详细说明本发明的工作原理和工作过程。如图3所示，BUCK型LED恒流驱动装置包括TON时间均衡模块、BUCK电路和平均电流采样模块，平均电流采样模块包括第一比较器A1和采样电阻R1，第一比较器A1的负输入端连接开关管Q1的源极并通过采样电阻后接地，其正输入端连接第一基准电压VR，其输出端连接可变关断时间产生模块的放电端；第一比较器A1的输出信号和加减计数器B1的输出信号Q0、Q1、Q2、Q3，以及本发明提出的可变关断时间控制电路的输出信号共同通过一个或门U1后再由驱动电路提供用于控制开关管Q1的栅极驱动信号，从而控制开关管Q1的开启和关断。
比较位移模块用于将采样电阻R1两端的电压与第二基准电压VP作比较，当采样电阻R1两端的电压比第二基准电压VP小时比较位移电路则输出一个较小的正电压；当采样电阻R1两端的电压比第二基准电压VP大时则输出一个较大的正电压，比较位移模块输出的电压将随着采样电阻R1两端的电压的增大而呈现递增的趋势。
如图4所示是比较位移模块的电路结构图，包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9和第十PMOS管MP10，第八PMOS管MP8的栅极作为比较位移模块的正输入端并连接可变关断时间控制电路的输入端，其源极连接第二PMOS管MP2的漏极和第六PMOS管MP6的栅极，其漏极连接第九PMOS管MP9和第十PMOS管MP10的漏极以及第一NMOS管MN1和第二NMOS管的源极并接地；第九PMOS管MP9的栅极作为比较位移模块的负输入端连接第二基准电压VP，其源极连接第四PMOS管MP4的漏极和第七PMOS管MP7的栅极；第一NMOS管MN1的栅漏短接并连接第二NMOS管MN2的栅极和第六PMOS管MP6的漏极；第一PMOS管MP1的栅漏短接并连接第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的栅极以及偏置电压，其源极连接第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的源极并连接电源电压；第七PMOS管MP7的源极连接第三PMOS管MP3的漏极和第六PMOS管MP6的源极，其漏极连接第二NMOS管的漏极和第十PMOS管MP10的栅极；第十PMOS管MP10的源极连接第五PMOS管MP5的漏极并作为比较位移电路的输出端。
其中，第八PMOS管MP8和第九PMOS管MP9均是构成源跟随器，用于跟随比较位移模块正负输入端电压，以保证后续差分电路能够正常开启；第三PMOS管MP3、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2构成一个差分电路，用作将比较位移模块正负输入端的电压进行比较；第十PMOS管MP10构成源跟随器，用作抬升差分电路的输出，保证比较位移电路的输出为可以驱动后续可变关断时间产生电路中的放大器A2的正电压；第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5均是用作提供偏置电流。当比较位移模块的正输入端电压小于负输入端电压时，比较位移模块输出一个较小的正电压，当正输入端电压大于负输入端电压时，比较位移电路输出一个较大的正电压，当正输入端电压等于负输入端电压时，比较位移电路输出一个确定的正电压，这个正电压将决定电感电流稳定变化时的关断时间，比较位移电路输出的电压将随着正输入端的电压的增大而呈现递增的趋势。
可变关断时间产生电路用于产生一个可变的关断时间，如图5所示给出了可变关断时间产生模块的一种电路实现形式，包括第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第十一PMOS管MP11、第十二PMOS管MP12、第一电阻R2、第一电容C2、放大器A2和第二比较器A3，放大器A2的正输入端作为可变关断时间产生模块的输入端，其负输入端连接第三NMOS管MN3的源极并通过第一电阻R2后接地，其使能端连接可变关断时间产生模块的使能信号，其输出端连接第三NMOS管MN3的栅极；本实施例中，BUCK型LED恒流驱动装置的第一比较器A1的输出信号和加减计数器B1的输出信号Q0、Q1、Q2、Q3通过一个或非门NOR1后产生可变关断时间产生模块的使能信号，在开关管Q1关断的瞬间使能可变关断时间产生模块；第十一PMOS管MP11的栅漏短接并连接第十二PMOS管MP12的栅极和第三NMOS管MN3的漏极，其源极连接第十二PMOS管MP12的源极并连接电源电压；第四NMOS管MN4的栅极作为可变关断时间产生模块的放电端连接第一比较器A1的输出信号，其漏极连接第二比较器A3的正输入端和第十二PMOS管MP12的漏极并通过第一电容C2后接地，其源极接地；第二比较器A3的负输入端连接第三基准电压VOFF，其输出端作为可变关断时间产生模块的输出端。
可变关断时间产生模块中，放大器A2、第三NMOS管MN3、第一电阻R2、第十一PMOS管MP11和第十二PMOS管MP12构成V-I转换电路，第一电阻R2为负反馈电阻将放大器A2的负端输入电压箝位，使其一定等于正端输入电压，因此正端输入电压越大，第一电阻R2所在支路的电流就越大，第十二PMOS管MP12所在支路的电流也越大；第十二PMOS管MP12所在支路的电流给第一电容C2充电，第一电容C2两端电压升高，最终升高到第二比较器A3负输入端连接的第三基准电压VOFF，使得第二比较器A3翻转，由输出0变为输出1。当比较位移模块输出一个较小的正电压，第一电容C2的充电电流就会比较小，充电到第三基准电压VOFF所需的时间就越长；当比较位移模块输出一个较大的正电压，第一电容C2的充电电流就会比较大，充电到第三基准电压VOFF所需的时间就越短。以此来完成时间长短的控制。
本实施例的工作原理是：一个周期开始时，开关管Q1导通，采样电阻R1两端电压比第一基准电压VR小，第一比较器A1输出1，可变关断时间产生模块中的第四NMOS管MN4导通，通过第四NMOS管MN4给第一电容C2放电，使电压复位，加减计数器B1加数，或非门NOR1输出0，可变关断时间产生模块不工作，输出0。随着电感电流上升，采样电阻R1两端的电压上升，最终使第一比较器A1翻转，输出0，加减计数器B1减数，因为此时加减计数器B1的输出至少有一个1，可变关断时间产生模块仍然不工作，输出0，电感电流继续上升，直至加减计数器B1减至为“0000”，开关管Q1关断，此时或非门NOR1输出1，可变关断时间产生模块开始工作，第一电容C2充电，最后充电到第三基准电压VOFF使第二比较器A3翻转，输出1，使功率开关管Q1导通，如此循环下去。
下面将结合图6，具体分析可变关断时间控制模块如何工作。如图6所示为将本发明提出的可变关断时间控制电路应用于图3所示的BUCK型LED恒流驱动装置的电感电流周期变化图，图中，iavg为人工设定的平均电流，为第n个周期的电感电流峰值。因为电流采样是通过功率开关管Q1与地之间的采样电阻R1完成，所以可以在开关管Q1导通期间被检测到。比较位移电路正输入端输入电压为负输入端输入第二基准电压VP＝kiavgR1，其中k为常数且1＜k＜2，kiavg为电感电流达到稳态时电感电流峰值所期望达到的值，这样就可以把每个周期的峰值电流与设定的基准电流kiavg进行比较。在第一个周期，电感电流从零开始上升，第一个周期的峰值此时比较位移模块输出一个较大的正电压，第一电容C2充电电流较大，充电到第三基准电压VOFF的时间较短，电感电流重新开始上升所需时间较短。假设第二个周期的峰值此时比较位移模块输出一个较小的正电压，第一电容C2充电电流较小，充电到第三基准电压VOFF的时间较长，电感电流重新开始上升所需时间较长。假设第三个周期的峰值此时比较位移电路输出某一确定的正电压，第一电容C2充电电流确定，充电到第三基准电压VOFF的时间确定，电感电流重新开始上升所需时间确定。这样可以使峰值电流不停地向kiavg趋近，最后保持等于kiavg。因为电感电流从谷值上升到平均值的时间等于电流从平均值上升到峰值的时间，这就决定了在每个周期的电感电流上升阶段，谷值与峰值是关于iavg对称的，所以谷值电流最后会趋近并保持在(2-k)iavg。最后电感电流谷值和峰值就分别稳定在(2-k)iavg和kiavg，平均电流为即为预设值。
综上所述，本发明解决了传统的峰值电流控制方法因其谷值电流无法通过采样电阻确定，导致传统LED恒流驱动装置在电感电流从零开始上升的情况下，平均值无法保持恒定且偏离预设值，使得无法精准控制平均电流以至于无法实现恒流的问题，在可变关断时间控制方法的基础上，提出了一种可变关断时间控制电路，可以使得LED恒流驱动装置在电感电流从零开始上升的情况下，使平均电流保持恒定且贴合预设值，同时只要设置合适的初始关断时间，就可以强迫电路工作在连续导电模式下。并且由图6可以看出，谷值电流和峰值电流之间的差值变小，在输出相同平均电流的情况下，对于功率开关管的驱动电流要求降低。
值得说明的是，本发明提出的可变关断时间控制电路还可以用于其他LED恒流驱动装置，通过产生可变的关断时间控制LED恒流驱动装置输出恒定电流。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路，所述LED恒流驱动装置包括开关管，所述可变关断时间控制电路的输入信号为所述开关管的源端电压，其输出信号用于控制所述开关管的开启和关断；
其特征在于，所述可变关断时间控制电路包括比较位移模块和可变关断时间产生模块，当所述开关管关断时使能所述可变关断时间产生模块，所述可变关断时间产生模块的输入端连接所述比较位移模块的输出端，其输出端输出所述可变关断时间控制电路的输出信号；所述开关管的源端电压与第一基准电压通过第一比较器进行比较后产生的比较结果连接所述可变关断时间产生模块的放电端；
所述比较位移模块包括第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管、第五PMOS管、第六PMOS管、第七PMOS管、第八PMOS管、第九PMOS管和第十PMOS管，
第八PMOS管的栅极作为所述可变关断时间控制电路的输入端，其源极连接第二PMOS管的漏极和第六PMOS管的栅极，其漏极连接第九PMOS管和第十PMOS管的漏极以及第一NMOS管和第二NMOS管的源极并接地；
第九PMOS管的栅极连接第二基准电压，其源极连接第四PMOS管的漏极和第七PMOS管的栅极；
第一NMOS管的栅漏短接并连接第二NMOS管的栅极和第六PMOS管的漏极；
第一PMOS管的栅漏短接并连接第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管和第五PMOS管的栅极以及偏置电压，其源极连接第二PMOS管、第三PMOS管、第四PMOS管和第五PMOS管的源极并连接电源电压；
第七PMOS管的源极连接第三PMOS管的漏极和第六PMOS管的源极，其漏极连接第二NMOS管的漏极和第十PMOS管的栅极；
第十PMOS管的源极连接第五PMOS管的漏极并作为所述比较位移电路的输出端。
2.根据权利要求1所述的用于LED恒流驱动装置的可变关断时间控制电路，其特征在于，所述可变关断时间产生模块包括第三NMOS管、第四NMOS管、第十一PMOS管、第十二PMOS管、第一电阻、第一电容、放大器和第二比较器，
放大器的正输入端作为所述可变关断时间产生模块的输入端，其负输入端连接第三NMOS管的源极并通过第一电阻后接地，其使能端连接所述可变关断时间产生模块的使能信号，其输出端连接第三NMOS管的栅极；
第十一PMOS管的栅漏短接并连接第十二PMOS管的栅极和第三NMOS管的漏极，其源极连接第十二PMOS管的源极并连接电源电压；
第四NMOS管的栅极作为所述可变关断时间产生模块的放电端，其漏极连接第二比较器的正输入端和第十二PMOS管的漏极并通过第一电容后接地，其源极接地；
第二比较器的负输入端连接第三基准电压，其输出端作为所述可变关断时间产生模块的输出端。
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