CN109462429B - 大规模多输入多输出毫米波系统的波束域调制装置及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公布了一种适合于大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制装置及方法，命名为广义波束域调制(General Beamspace Modulation,GBM)，首先根据所需调制参数，设计发端的调制器结构和映射方案，在发端射频链数目L少于收端射频链数目K时实现复用增益为K的序号调制；再根据系统对解码复杂度的要求，对收端的解调方式进行选择；最后根据最小化系统成对错误概率选择最优波束组合构建等效波束信道。本发明技术方案在保持与当前主流毫米波系统完全兼容的情况下，可实现在发端射频链数目少于收端射频链数目时，获得和收端射频链数目相同的复用增益，并实现对天线功率增益的完全利用，从而在较低硬件复杂度下提升系统的频谱效率和误码性能。

Description

大规模多输入多输出毫米波系统的波束域调制装置及方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种适用于大规模多输入多输出毫米波通信系统的波束域调制技术。通过该技术可在发端射频链数目少于收端时，获得和收端射频链数目相同的复用增益，从而在以较低硬件复杂度下实现频谱效率和误码性能的提升。
背景技术
为了满足无线通信日益增长的数据需求，近年来多种新兴的物理层通信技术被提出并得到了广泛应用。与当前普遍工作于厘米波段的通信系统不同，毫米波系统因其极宽的频带范围，具备支持Gb/s量级数据传输的潜力，被公认为是第五代无线通信的核心物理层技术。当前毫米波通信面临的最重要的挑战之一是如何克服严重的路径损耗，以保证传输链路的可靠性。虽然毫米波较短的波长能够支持通信终端配备大规模天线，但是射频链高昂的成本和严重的功耗大大限制了其配置数目。目前在实际应用中有两种主流的毫米波系统方案，分别是基于移相网络的混合结构和基于透镜天线的混合结构。这两种结构都是利用毫米波信道角域的稀疏性，在数字域和模拟域进行两步的波束成形，以获得大规模天线带来的功率增益来提升接收端的信号质量。
近年来，一种称为空间调制的技术由于其良好的误码性能和能量效率得到了广泛应用和研究。具体而言，空间调制将一部分发送信息映射为天线开启和关闭的组合状态，称为序号信息；另一部分信息经传统调制后由开启的天线进行发送，称为符号信息；接收端通过解调接收信号恢复出原始发送信息。虽然空间调制在当前厘米波系统具有良好的性能，但是将其应用在毫米波系统却存在着诸多问题。因为空间调制仅仅考虑了数字端设计，并没有在混合预编码结构下针对模拟域进行特殊处理，所以相应的等效信道是射频链端到端的信道。这也意味着系统的复用增益及所有可能的调制组合完全由射频链的数目决定，更确切地说，是由收发端中射频链数目较小的一方决定，因此空间调制虽然可以在一定程度上降低硬件复杂度，但本质上并不能摆脱传统非序号调制方案下的复用增益限制(即射频链路的数目)，相应地也就无法获取超大规模输入输出系统中频谱效率的提升潜力。
发明内容
为了克服上述现有技术存在的不足，本发明提出了一种基于大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制方案，该方案命名为广义波束域调制(General BeamspaceModulation,GBM)，具体设计包括发端调制器，收端解调器以及波束优化选择。本发明的目的是结合毫米波系统特殊的模数混合编码器结构和信道特性寻找到合适的域空间；在该域空间下，以透镜天线结构为例，对大规模多输入多输出毫米波系统设计了一种新型的序号调制方案。
在域空间的选取过程中，广义波束域包含两种方案，分别是角域波束空间和特征域波束空间。在超大规模输入输出系统下天线数目趋于无穷的情况下，二者趋于等效。考虑到特征域空间选择下发端需要获取完整的信道信息，且模拟编码器件需要具备在极高的采样率实时更新的能力，从而对实际系统要求较高，本发明以更易实现的角域波束空间为例，对广义波束域调制进行设计，并简要描述如何将其应用到特征域空间。基于角域空间的广义波束域调制方案可以在系统发端射频链数目少于收端时，获得与收端射频链数目相同的复用增益，并且该复用增益的上限可达到信道有效波束的数目，在较低的硬件复杂度下提升频谱效率和误码性能。
本发明提供的技术方案是：
一种基于大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制(广义波束域调制GBM)装置，包括发端调制器、收端解调器及波束优化选择模块。利用上述序号调制装置，本发明还提供一种基于大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制(广义波束域调制GBM)方法，包括设计发端调制器、收端解调器以及波束优化选择；
在大规模多输入多输出毫米波系统中，发端和收端分别配有M维和N维的透镜天线；发端透镜天线的作用等效于M维FFT矩阵FM，FM的每一列代表一个指向特定离开角AoD的波束向量；接收端透镜天线的作用等同于N维FFT矩阵FN，FN的每一列代表来自于特定到达角AoA的波束向量；收端配有K套射频链；射频链与天线通过射频开关构成的选择网络SN连接，收端射频链数目为K时，发端的SN从M个可选波束中选择K个波束，收端的SN从N个可选波束中选择K个波束，分别表示为SM＝[eM(m1),eM(m2)...,eM(mi),...,eM(mK)]和SN＝[eN(n1),eN(n2)...,eN(ni),...,eN(nK)]，其中eM(mi)和eN(ni)分别代表单位矩阵IM第mi列和IN第ni列。记AH为A的共轭转置，则系统输入输出关系可表示为式1：
Figure GDA0002767597010000021
其中，s、y、ξ和H分别为系统序号调制后的发送信号、接收信号、等效接收噪声和传输信道；ξ～CN(0,σ2IK)，
Figure GDA0002767597010000022
具体实施时，在大规模多输入多输出毫米波系统的上行链路中，移动端为发端，基站为收端；
所述序号调制方法步骤如下：
1)设计发端调制器的结构和映射方案；包括：在发端射频链数目L不超过收端射频链数目K时实现复用增益为K的序号调制，即收端配置K套射频链且K＜min(M,N)，系统最大的复用增益为K；具体执行如下操作：
11)将系统每次待传信息分为Llog2X比特的符号信息和
Figure GDA0002767597010000031
比特的序号信息；
12)
Figure GDA0002767597010000032
比特用于从选择网络K个的输入端口中选出L个传输非零符号的输入端口；
13)将Llog2X比特映射为调制阶数为X的正交幅度调制(QAM)或相位偏移调制(PSK)的符号序列x＝[x1,x2,...,xL]T，上变频后与选择网络的有效输入端口连接；
14)将剩余K-L个选择网络的输入端口与模拟地连接，等效传输符号‘0’。
2)设计收端两种不同复杂度的解调方案；包括优先追求解调性能的方法或优先追求解调复杂度的方法；具体执行如下操作：
2A)优先追求解调性能的方法为依据最大似然准则进行解调，表示为式4：
Figure GDA0002767597010000033
其中，
Figure GDA0002767597010000034
为等效波束信道；
Figure GDA0002767597010000035
为解调后的发送信号；
2B)优先追求解调复杂度的方法采用基于线性均衡准则进行解调，具体包括如下步骤：
第一步，对接收信号进行破零均衡得到消除符号间干扰的符号向量，表示为式5：
Figure GDA0002767597010000036
第二步，记符号调制集合为S，利用得到的
Figure GDA00027675970100000312
对每路信号独立地进行符号判决得到相应的符号信息，表示为式6：
Figure GDA0002767597010000037
其中，
Figure GDA0002767597010000038
为解调后的符号信息；Fi为解调后续序号信息的参数；
Figure GDA0002767597010000039
为
Figure GDA00027675970100000310
的第i个元素；
第三步，记I为所有可能的序号组合；依据式7表示的判定规则对序号组合的进行判定：
Figure GDA00027675970100000311
其中，
Figure GDA0002767597010000041
为解调得到的序号组合；
由此完成接收端的解调；
3)依据最小化成对误码概率准则，对波束选择进行优化；采用低复杂度且近似最优的波
束选择构建等效波束信道；执行如下操作：
31)定义波束信道为
Figure GDA0002767597010000042
设定功率门限λ，依据
Figure GDA0002767597010000043
计算得到待定序列集合P1；
32)设定μ为所有HB[i,j]中第A大的模值，依据P2＝{(i,j)||HB[i,j]|＞μ}得到待定序列集合P2；
33)结合P1和P2得到用于波束搜索集合P＝Pν；
Figure GDA0002767597010000044
34)基于得到的P，依据如下准则进行穷搜以获得最优的波束组合
Figure GDA0002767597010000045
通过上述步骤，完成发端调制器、收端解调器和波束选择优化，从而实现基于大规模多输入多输出毫米波系统的广义波束域调制。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明提出了一种基于大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制方案，包括发端调制器，收端解调器以及波束优化选择，通过结合毫米波系统的特殊结构和信道特性寻找到合适的域空间；基于该域空间，对基于透镜天线结构的大规模多输入多输出毫米波系统进行序号调制，以实现在较低硬件复杂度下系统误码性能的提升。
与现有技术相比，本发明具有以下技术优势：
1)创新性地设计了一种新型的序号调制方案，可同时适用于基于透镜天线和基于移相网络的大规模多输入多输出毫米波系统。
2)在较少的射频链数目下，该调制方案可以获得完整的天线功率增益和分集增益，从而有效提升系统的频谱效率和误码性能。
3)该系统的发端仅需要部分信道信息而非完整的信道信息，因此在波束组合发生变化时，仅需更新小规模的选择网络，不用更新大规模的模拟波束成形器。
4)该系统可以支持收端射频链数目不超过所有有效波束数目，发端射频链数目少于收端下的所有序号组合。与此同时，在天线数极大的情况下，该方案可等效于基于特征域波束空间的调制方案。
附图说明
图1是本发明提供的广义波束域调制方法的设计流程框图。
图2是大规模多输入多输出毫米波系统的原理图。
图3是本发明提供的广义波束域调制发端的调制器的结构示意图。
图4是本发明实施例中多种波束选择方案的误码性能对比曲线。
图5是本发明实施例频谱效率为4bps时无波束域调制系统和波束域调制系统的误码性能对比曲线。
图6是本发明实施例频谱效率为8bps时无波束域调制系统和波束域调制系统的误码性能对比曲线。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明，但不以任何方式限制本发明的范围。
图2所示大规模多输入多输出毫米波系统是本发明的应用场景示意图。在如图2所示的上行链路中，移动端(发端)和基站(收端)分别配有M维和N维的透镜天线。以移动端为例，该处透镜天线的作用等效于M维快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)矩阵FM，FM的每一列代表着一个指向特定离开角(angle of departure,AoD)的波束向量。类似地，接收端透镜天线的作用等同于FFT矩阵FN，FN的每一列代表着来自于特定到达角(angleof arrival,AoA)的波束向量。由于功耗和成本的限制，系统实际配备的射频链数目远远小于天线的维数。在图，基站配有K套射频链且K＜min(M,N)，因此系统最大的复用增益为K。射频链与天线通过射频开关构成的选择网络(selecting network,SN)连接，SN会从M和N个波束中各选出K个进行通信。该选择过程可表述为SM＝[eM(m1),eM(m2)...,eM(mi),...,eM(mK)]和SN＝[eN(n1),eN(n2)...,eN(ni),...,eN(nK)]，其中eM(mi)和eN(ni)分别代表单位矩阵IM第mi列和IN第ni列。定义系统序号调制后的发送信号、接收信号、等效接收噪声和传输信道分别为s、y、ξ和H，记AH为A的共轭转置，则系统输入输出关系可以表示为式1：
Figure GDA0002767597010000051
其中，ξ～CN(0,σ2IK)，
Figure GDA0002767597010000061
本发明的目的，是将空间域投影到合适的域空间进行序号调制，使得在收端射频链数目为K时，发端通过L≤K的射频链就可以获得复用增益K。为了实现这一目的，我们设计了如图3所示的调制器结构。该调制器由L个射频链以及若干个射频开关构成，输入的信息通过映射后与SN的输入端口进行连接。基于这一结构，我们具体介绍广义波束域调制(Generalized beamspace modulation,GBM)的映射方案。
假定系每次传输
Figure GDA0002767597010000062
比特信息，其中X为正交幅度调制(QAM)或相位偏移调制(PSK)的调制阶数。具体而言，
Figure GDA0002767597010000063
比特会从K个SN的输入端口中选出L个传输符号。Llog2 X比特映射为相应的QAM/PSK符号序列，记作x＝[x1,x2,...,xL]T。这L个非零传输符号通过射频链上变频后与选中L个输入端口连接，而剩下未选中的K-L个SN输入端口则与模拟地连接，等效于传输'0'。因此序号调制后的发送数据为s，其符号信息和序号信息分别为Llog2 X和
Figure GDA0002767597010000064
比特。记L为长度为L的序列，序列的每个元素属于[1,K]且按降序排列。定义BL为映射矩阵，其构造方式如式2、式3：
Figure GDA0002767597010000065
BL[L,:]＝IL (式3)
其中
Figure GDA0002767597010000066
为L维的全零向量，IL为L×L的单位矩阵。通过s＝BLx即可实现x到s的变换。
定义波束域有效信道
Figure GDA0002767597010000067
考虑实际应用中会对检测性能和计算复杂度有着不同需求，我们给出了两种接收端的解调方案。第一种方案基于最大似然准则，其解调方式表示如式4：
Figure GDA0002767597010000068
该方案虽然可以得到最优的检测性能，但是其复杂度随频谱效率η指数增长。在η较大时，会严重增加接收端的复杂度，因此我们设计了第二种基于线性均衡的方案。该种方式虽然会部分牺牲解调性能，但是可以将指数复杂度降为多项式复杂度。该解调方案由三步构成，第一步对接收信号进行破零均衡得到，表示为式5：
Figure GDA0002767597010000069
接下来，利用得到的
Figure GDA00027675970100000610
对每路信号独立地进行符号判决得到，表示为式6：
Figure GDA0002767597010000071
最后依据式7表示的判定规则对序号组合的进行判定：
Figure GDA0002767597010000072
从而可以完成接收端的解调。
由于调制器和解调器的设计是基于确定的
Figure GDA0002767597010000073
但SN的选择作用使得
Figure GDA0002767597010000074
存在多种可能。为了保证系统的误码性能，需要对波束选择进行优化以得到最优的
Figure GDA0002767597010000075
考虑到难以得到系统精确的误码率表达式，我们选用更易于处理的近似成对错误概率(asymptoticpair error probability,APEP)进行分析。在已知
Figure GDA0002767597010000076
时，系统的APEP可近似表示为式8：
Figure GDA0002767597010000077
在毫米波大规模系统中，较大的M和N使得通过穷搜的方式获得最优的
Figure GDA0002767597010000078
存在着巨大的复杂度，实际应用时需要缩小波束搜索的范围。由于毫米波在角域具有稀疏性，通过透镜天线映射至波束域，矩阵
Figure GDA0002767597010000079
呈现稀疏特性。定义功率门限λ，利用HB的稀疏性，我们设计了如下的待定序号集合P1，表示为式9：
Figure GDA00027675970100000710
为了克服λ的不确定性导致集合P1基数很大的问题，我们进一步定义了待定序号集合P2＝{(i,j)||HB[i,j]|＞μ}，其中μ代表所有|HB[i,j]|中第A大的模值。结合P1和P2，最终用于搜索的序号集合P定义为式10：
Figure GDA00027675970100000711
从而波束搜索次数不会超过
Figure GDA00027675970100000712
定义
Figure GDA00027675970100000713
APEP可近似表示为式11：
Figure GDA00027675970100000714
其中
Figure GDA0002767597010000081
在高信噪比下可以证明常数C近似与信噪比无关，因此最小化PGBM等效于最大化
Figure GDA0002767597010000082
基于序列集合P对所有可能的序号组合进行穷搜，选取相应的组合使得
Figure GDA0002767597010000083
最大。最优的序号组合可以表示为式12：
Figure GDA0002767597010000084
至此，我们依次从发端调制器，收端解调器和波束选择优化三个方面完成了波束域调制方案的设计。若系统选用基于移相网络的阵列，仅需将发端和收端的移相网络的阵列调整为FMSM和FNSN；若系统选用特征域的波束调制，首先对信道做奇异值分解得到H＝UΣVH，其中U，Σ和V分别对应于信道的左旋酉矩阵，奇异值降序排列的对角矩阵和右旋酉矩阵，接下来将发端和收端的数模混合编码器设计成近似于
Figure GDA0002767597010000085
和
Figure GDA0002767597010000086
其中
Figure GDA0002767597010000087
和
Figure GDA0002767597010000088
是信道奇异值分解的左旋酉矩阵和右旋酉矩阵的前K列，也就是
Figure GDA0002767597010000089
至于发端映射和收端解调的处理可保持不变，因此广义波束域调制方案具有很强的拓展性和适用性。
参照图4，示出了在无波束域调制系统在参数为(K＝4,BPSK)时，我们设计的波束选择方案与随机选择，基于功率选择和基于特征向量选择的误码性能比较，收端均使用最大似然解调。一方面可以看到我们设计的方案在整个信噪比范围下都具有最优的误码性能；另一方面也可以看出波束选择对系统误码性能具有重要的影响。波束不确定性导致等效信道的不确定性也是波束域调制区别于空间调制的重要一点。
参照图5，示出了在频谱效率为4bps时无波束域调制系统和波束域调制系统的误码性能对比曲线。有波束域调制的系统参数设为(K＝4,L＝1，4-QAM)；无波束域的调制的系统参数设为(K＝4,BPSK)；收端均使用最大似然解调。可以看到波束域调制系统在信噪比较低时，其误码性能就已优于无波束域调制系统；在高信噪比下，前者的误码性能超过了2dB.
参照图6，示出了在频谱效率为8bps时系统的误码性能对比曲线。有波束域调制的系统参数设为(K＝4,L＝3，4QAM)；无波束域调制的系统参数设为(K＝4,4-QAM)；收端同时使用了基于最大似然和基于线性均衡的解调方案。在优先追求解调性能时，可以看到前者的解调性能与后者相比存在显著优势。在相同解调方案下，随着信噪比的提高，有波束域调制相对于传统无波束调制在两种解调方式下误码性能优势均超过了0.5dB.
尽管为说明目的公开了本发明的具体实施例和附图，其目的在于帮助理解本发明的内容并据以实施，但是本领域的技术人员可以理解：在不脱离本发明及所附的权利要求的精神和范围内，各种替换、变化和修改都是可能的。因此，本发明不应局限于最佳实施例和附图所公开的内容，本发明要求保护的范围以权利要求书界定的范围为准。

Claims (6)

1.一种大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制装置，包括发端调制器、收端解调器和波束优化选择模块；在大规模多输入多输出毫米波系统中，发端和收端分别配有M维和N维的透镜天线；
发端透镜天线的作用等效于M维FFT矩阵FM，FM的每一列代表一个指向特定离开角AoD的波束向量；收端N维的透镜天线的作用等同于N维FFT矩阵FN，FN的每一列代表来自于特定到达角AoA的波束向量；收端配有K套射频链；射频链与天线通过射频开关构成的选择网络SN连接；在发端天线维数为M，收端天线维数为N，收端射频链数目为K时，发端的SN从M个可选波束中选择K个波束，收端的SN从N个可选波束中选择K个波束，分别表示为SM＝[eM(m1),eM(m2)...,eM(mi),...,eM(mK)]和SN＝[eN(n1),eN(n2)...,eN(ni),...,eN(nK)]，其中eM(mi)和eN(ni)分别代表单位矩阵IM第mi列和IN第ni列；
所述发端调制器的结构包括：发端配置射频链数目为L；收端配置射频链数目K＜min(M,N)；在发端射频链数目L不超过收端射频链数目K时实现复用增益为K的序号调制；系统最大的复用增益为K；
所述收端解调器用于采用两种不同复杂度的解调方法进行解调；解调方法包括优先追求解调性能的方法或优先追求解调复杂度的方法；具体为2A)或2B)：
2A)优先追求解调性能的方法为依据最大似然准则进行解调，表示为式4：
Figure FDA0002820472740000011
其中，
Figure FDA0002820472740000012
为等效波束信道；
Figure FDA0002820472740000013
为解调得到的符号向量；s为发送信号；
2B)优先追求解调复杂度的方法采用基于线性均衡准则进行解调，具体包括如下步骤：
第一步，对接收信号进行破零均衡得到消除符号间干扰的符号向量，表示为式5：
Figure FDA0002820472740000014
其中，参数ξ为等效接收噪声；
Figure FDA0002820472740000015
代表破零均衡后的消除符号间干扰的符号向量；
第二步，记符号调制集合为S，利用得到的
Figure FDA0002820472740000016
对每路信号独立地进行符号判决得到相应的符号信息，表示为式6：
Figure FDA0002820472740000021
其中，
Figure FDA0002820472740000022
为解调后的符号信息；Fi为解调后续序号信息的参数；
Figure FDA0002820472740000023
为
Figure FDA0002820472740000024
的第i个元素；
第三步，记I为所有可能的序号组合；依据式7表示的判定规则对序号组合的进行判定：
Figure FDA0002820472740000025
其中，
Figure FDA0002820472740000026
为解调得到的序号组合；
由此完成收端的解调；
所述波束优化选择模块用于依据最小化成对误码概率准则，对波束选择进行优化；采用低复杂度且近似最优的波束选择构建等效波束信道；包括：
31)定义波束信道为
Figure FDA0002820472740000027
设定功率门限λ，依据
Figure FDA0002820472740000028
计算得到序列集合P1；其中，HB[i,j]代表HB中第i行第j列的元素；
32)设定μ为所有|HB[i,j]|中第A大的模值：是将所有|HB[i,j]|中的元素从大到小排序后，取序号为A的元素记为μ；计算得到序列集合P2：P2＝{(i,j)||HB[i,j]|＞μ}；
33)根据步骤31)得到的P1和步骤32)得到的P2，通过以下方法得到用于波束搜索的集合P：P＝Pν；
Figure FDA0002820472740000029
34)基于步骤33)得到的集合P，依据式12进行穷搜，获得最优的波束组合：
Figure FDA00028204727400000210
式12中，
Figure FDA00028204727400000211
其中s为发送信号；s1代表任意序号调制符号。
2.如权利要求1所述大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制装置，其特征是，在大规模多输入多输出毫米波系统的上行链路中，移动端为发端，基站为收端。
3.一种大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制方法，在所述大规模多输入多输出毫米波系统中，发端和收端分别配有M维和N维的透镜天线；发端透镜天线的作用等效于M维FFT矩阵FM，FM的每一列代表一个指向特定离开角AoD的波束向量；收端N维的透镜天线的作用等同于N维FFT矩阵FN，FN的每一列代表来自于特定到达角AoA的波束向量；收端配有K套射频链；射频链与天线通过射频开关构成的选择网络SN连接；在发端天线维数为M，收端天线维数为N，收端射频链数目为K时，发端的SN从M个可选波束中选择K个波束，收端的SN从N个可选波束中选择K个波束，分别表示为SM＝[eM(m1),eM(m2)...,eM(mi),...,eM(mK)]和SN＝[eN(n1),eN(n2)...,eN(ni),...,eN(nK)]，其中eM(mi)和eN(ni)分别代表单位矩阵IM第mi列和IN第ni列；记AH为A的共轭转置，系统输入输出关系可表示为式1：
Figure FDA0002820472740000031
其中，s、y、ξ和H分别为系统序号调制后的发送信号、接收信号、等效接收噪声和传输信道；ξ～CN(0,σ2IK)，
Figure FDA0002820472740000032
所述序号调制方法步骤如下：
1)设计发端调制器的结构及映射方法；包括：在发端射频链数目L不超过收端射频链数目K时实现复用增益为K的序号调制，即收端配置K套射频链且K＜min(M,N)，系统最大的复用增益为K；
2)设计收端两种不同复杂度的解调方案；包括优先追求解调性能的方法或优先追求解调复杂度的方法；实现收端的解调；两种解调方案分别执行如下方法：
2A)优先追求解调性能的方法为依据最大似然准则进行解调，表示为式4：
Figure FDA0002820472740000033
其中，
Figure FDA0002820472740000034
为等效波束信道；
Figure FDA0002820472740000035
为解调得到的符号向量；
2B)优先追求解调复杂度的方法采用基于线性均衡准则进行解调，具体包括如下步骤：
第一步，对接收信号进行破零均衡得到消除符号间干扰的符号向量，表示为式5：
Figure FDA0002820472740000041
第二步，记符号调制集合为S，利用得到的
Figure FDA0002820472740000042
对每路信号独立地进行符号判决得到相应的符号信息，表示为式6：
Figure FDA0002820472740000043
其中，
Figure FDA0002820472740000044
为解调后的符号信息；Fi为解调后续序号信息的参数；
Figure FDA0002820472740000045
为
Figure FDA0002820472740000046
的第i个元素；
第三步，记I为所有可能的序号组合；依据式7表示的判定规则对序号组合的进行判定：
Figure FDA0002820472740000047
其中，
Figure FDA0002820472740000048
为解调得到的序号组合；
由此完成收端的解调；
3)依据最小化成对误码概率准则，对波束选择进行优化；采用低复杂度且近似最优的波束选择构建等效波束信道，获得最优的波束组合；具体执行如下方法：
31)定义波束信道为
Figure FDA0002820472740000049
设定功率门限λ，依据
Figure FDA00028204727400000410
计算得到序列集合P1；其中，HB[i,j]代表HB中第i行第j列的元素；
32)设定μ为所有|HB[i,j]|中第A大的模值：是将所有|HB[i,j]|中的元素从大到小排序后，取序号为A的元素记为μ；计算得到序列集合P2：P2＝{(i,j)||HB[i,j]|＞μ}；
33)根据步骤31)得到的P1和步骤32)得到的P2，通过以下方法得到用于波束搜索的集合P：P＝Pν；
Figure FDA00028204727400000411
34)基于步骤33)得到的集合P，依据式12进行穷搜，获得最优的波束组合：
Figure FDA00028204727400000412
式12中，
Figure FDA00028204727400000413
其中s和
Figure FDA00028204727400000414
代表任意两个序号调制符号；
通过步骤31)～34)，完成波束选择优化；
通过上述步骤实现大规模多输入多输出毫米波系统的广义波束域调制。
4.如权利要求3所述大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制方法，其特征是，步骤1)具体包括如下方法：
11)将系统每次待传信息分为L log2 X比特的符号信息和
Figure FDA0002820472740000051
比特的序号信息；
12)选择网络的输入端口数为收端射频链数目K；
Figure FDA0002820472740000052
比特用于从选择网络K个的输入端口中选出L个传输非零符号的输入端口；
13)将Llog2X比特映射为调制阶数为X的正交幅度调制(QAM)或相位偏移调制(PSK)的符号序列x＝[x1,x2,...,xL]T，上变频后与选择网络的有效输入端口连接；
14)将剩余K-L个选择网络的输入端口与模拟地连接，等效传输符号‘0’。
5.如权利要求3所述大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制方法，其特征是，当系统选用基于移相网络的阵列时，序号调制仅需将发端和收端的移相网络的阵列调整为FMSM和FNSN。
6.如权利要求3所述大规模多输入多输出毫米波系统的序号调制方法，其特征是，当系统选用特征域的波束调制时，序号调制具体执行如下操作：
首先对信道做奇异值分解得到H＝U∑VH，其中U、∑和V分别对应于信道的左旋酉矩阵、奇异值降序排列的对角矩阵和右旋酉矩阵；
再将发端和收端的数模混合编码器设计成近似于
Figure FDA0002820472740000053
和
Figure FDA0002820472740000054
其中
Figure FDA0002820472740000055
和
Figure FDA0002820472740000056
是信道奇异值分解的左旋酉矩阵和右旋酉矩阵的前K列，
Figure FDA0002820472740000057
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