CN109443575A - 一种能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，包含：S1、通过两个偏置电流分别在两个双极型晶体管上产生射极‑基极电压，获取温度传感器的温度信号；S2、温度信号经过Σ‑Δ模数转换器进行采样量化，实现模数转换，输出数字码流BS；S3、通过累加器累加计算一次温度转换的过采样次数中数字码流BS＝1的次数N1,count；S4、得到温度传感器最终输出的摄氏温度表达为：S5、对N1,count值平移n位，再加上‑273.15即可得到最终输出的摄氏温度值。本发明通过位数平移方法代替乘法运算，有效节省电路占用面积和功耗，降低成本，提高检测精度。

Description

一种能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法
技术领域
本发明涉及一种温度传感器实现方法，具体是指一种能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，属于集成电路设计的技术领域。
背景技术
在温度传感器中，温度信号从模拟信号转换成数字信号后，需要乘上一个相关系数，并加上相关的失调之后，才能够与实际环境中检测到的温度对应起来。因此，在温度传感器中需要使用乘法器和加法器。
如图1所示，为现有技术中常用的温度传感器的结构示意图。其中，两个偏置电流Ibias1和Ibias2分别流入两个双极型晶体管(Bipolar Transistor)Q1和Q2的发射极，从而产生两个射极-基极电压。此处，将双极型晶体管Q1上的射极-基极电压记为VBE，将两个双极型晶体管Q1和Q2的射极-基极电压的差值记为ΔVBE。且VBE和ΔVBE则分别表示了温度传感器中的两个主要温度信号。
随后，温度信号VBE和ΔVBE经过Sigma-Delta ADC(Σ-Δ模数转换器)进行量化。在此过程中，Sigma-Delta ADC会对输入的VBE和ΔVBE信号进行采样，并输出一个1bit的数字码流BS(Bit Stream)。当数字码流BS为低电平时，Sigma-Delta ADC采样ΔVBE的值；而当数字码流BS为高电平时，Sigma-Delta ADC采样-VBE的值。
数字码流BS后续经过降采样滤波器(Decimation Filter)滤波后，得到一个量化后的温度信号μ，表示为：
其中，α为ΔVBE在采样时被放大的倍数；k为波尔兹曼常数，T为绝对温度，q为电子电荷，p为双极型晶体管Q1和Q2的电流密度比。
根据物理特性可得，VBE可以如下表示：
VBE＝Vg0+λT (3)
其中，Vg0为绝对零度时的带隙基准电压，λ为VBE的温度系数，通常约为-2mV/K。
进一步，温度信号μ与绝对温度T之间的关系表示为：
T＝A×μ (4)
当绝对温度T＝0时，μ＝0；当绝对温度T＝-Vg0/λ时，根据公式(3)可得VBE＝0；再根据公式(1)可得μ＝1；因此有：
其中，通常情况下Vg0≈1.2V，λ≈-2mV/K，因此A通常约为600。
根据摄氏温度与绝对温度之间的转换关系，可得摄氏温度为：
C＝T-273.15＝A×μ-273.15 (6)
从上述的公式(4)和公式(6)能够显而易见得到，量化后的温度信号μ在转换为绝对温度和摄氏温度时，均需要乘以系数A，因此需要使用到乘法器。如图2所示，其给出了现有技术中从量化后的温度信号μ到绝对温度和摄氏温度之间的转换过程。
在数字电路实现中，乘法器需要占用的电路面积非常大。特别是随着温度传感器的精度越来越高，乘法器的位数也越来越高，而乘法器的电路面积是随着乘法器的位数呈指数增加的。因此，在高精度温度传感器中，乘法器占用的电路面积非常大，甚至可能大于整个温度传感器中其他所有数字电路资源的总和。
除此之外，乘法器在计算的过程中会产生动态功耗，该动态功耗会增加半导体芯片的自热，从而影响温度传感器检测环境温度的准确性。当温度传感器的精度越高时，该影响就会越明显。
基于上述，本发明提出一种能够不采用乘法器的温度传感器实现方法，减小半导体芯片电路面积和功耗的占用，提高温度传感器的检测精度，避免因使用乘法器而带来的负面影响，以解决现有技术中存在的缺点和限制。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，通过位数平移方法代替乘法运算，有效节省电路占用面积和功耗，降低成本，提高检测精度。
为了达到上述目的，本发明提供一种能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，包含以下步骤：
S1、通过两个偏置电流分别在两个双极型晶体管上产生射极-基极电压，获取温度传感器的温度信号；
S2、温度信号经过Σ-Δ模数转换器进行采样量化，实现模数转换，输出数字码流BS；
S3、通过累加器累加计算一次温度转换的过采样次数中数字码流BS＝1的次数N1,count；
S4、计算得到温度传感器最终输出的摄氏温度表达为：
S5、对累加器累加得到的N1,count值平移n位，再加上-273.15即可得到最终输出的摄氏温度值。
所述的S3中，还包含：数字码流BS经过累加器滤波后得到的一个量化的温度信号μ，表示为：
其中，NOSR为一次温度转换中的过采样次数。
所述的一次温度转换中的过采样次数NOSR是根据Σ-Δ模数转换器的精度确定的，为2的幂次方。
所述的S4中，具体包含以下步骤：
S41、根据温度信号μ与绝对温度T之间的关系：T＝A×μ，A为温度转换系数；以及根据摄氏温度与绝对温度之间的转换关系：C＝T-273.15；可得：
S42、令则NOSR＝A×2n；
S43、根据一次温度转换中的过采样次数NOSR、温度转换系数A、以及公式NOSR＝A×2n，计算n的值。
所述的S5中，当n为正整数时，对累加器累加得到的N1,count值右移n位；当n为负整数时，对累加器累加得到的N1,count值左移n位。
综上所述，本发明提供的能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，通过位数平移方法代替乘法运算，从而有效节省电路占用面积，降低芯片成本，并且能够有效节省因乘法器计算过程所占用的功耗，减小因温度传感器自热而导致的检测误差。
附图说明
图1是现有技术中常用的温度传感器的结构示意图；
图2是现有技术温度信号由ADC输出后转换至摄氏温度值的流程图；
图3为本发明中的温度传感器的结构示意图；
图4为本发明温度信号由ADC输出后转换至摄氏温度值的流程图；
图5为本发明方法在Matlab中仿真得到的温度传感器的输出温度值的示意图；
图6为本发明方法得到的温度传感器的输出温度值与仿真温度值之间的误差值的示意图。
具体实施方式
以下根据图3～图6，通过优选实施例对本发明的技术内容、构造特征、所达成目的及功效予以详细说明。
如图3所示，为本发明中的温度传感器的结构示意图。其中，两个偏置电流Ibias1和Ibias2分别流入两个双极型晶体管Q1和Q2的发射极，分别在Q1和Q2产生两个射极-基极电压。将双极型晶体管Q1上的射极-基极电压记为VBE，将两个双极型晶体管Q1和Q2的射极-基极电压的差值记为ΔVBE，并作为温度传感器的温度信号。
随后，温度信号VBE和ΔVBE经过Sigma-Delta ADC进行采样量化以实现模数转换。在此过程中，Sigma-Delta ADC会对输入的VBE和ΔVBE信号进行采样，并输出一个1bit的数字码流BS。当数字码流BS为低电平时，Sigma-Delta ADC采样ΔVBE的值；当数字码流BS为高电平时，Sigma-Delta ADC采样-VBE的值。
与现有技术不同的是，本发明采用累加器来代替Decimation Filter(降采样滤波器)。虽然累加器也是Decimation Filter中的一种，但是累加器的原理是在一次温度转换的过采样次数中累积数字码流BS＝1的次数，最后将BS＝1的次数除以总的过采样次数并输出。因此，数字码流BS经过累加器滤波后，得到的一个量化后的温度信号μ表示为：
其中，N1,count为一次温度转换中数字码流BS＝1的次数，NOSR为一次温度转换中的过采样次数；其中，过采样次数随着温度传感器的检测精度提高呈指数增加，通常为2的幂次方。
根据温度信号μ与绝对温度T之间的关系：T＝A×μ，A为系数；以及根据摄氏温度与绝对温度之间的转换关系：C＝T-273.15；温度传感器最终输出的摄氏温度表达为：
为了避免公式(8)中出现乘以系数A的运算，因此对公式(8)进行如下变形：
其中，N1,count通过累加器对一次温度转换的过采样次数中数字码流BS＝1的次数进行累加计算得到，由于累加后的N1,count仍然需要乘以系数并且在加上-273.15才能得到最终的摄氏温度。
在温度传感器的设计中，系数A主要由物理参数确定，通常其值在600左右，由于具体数值由工艺和设计决定，因此系数A的取值会在600上下浮动；而NOSR为一次温度转换中的过采样次数，其是由温度传感器的检测精度和Sigma-Delta ADC确定，通常取值为2的幂次方。
如图4所示，为了使得公式(9)中的乘以的步骤计算方便，通过设计使得满足下式：
NOSR＝A×2n (11)
在数字电路运算(二进制运算)中，2的幂次方的计算能够通过平移实现，从而能够实现避免使用乘法器。
对于公式(9)中的乘法计算当n为正整数时，相当于需要对累加结果N1,count右移n位；当n为负整数时，相当于需要对累加结果N1,count左移n位。
在本发明的一个优选实施例中，当温度传感器的Sigma-Delta ADC的精度为12bit，且Sigma-Delta ADC为一阶ADC，则一次温度转换中的过采样次数NOSR为4096，但是为了满足公式(11)，取n＝3，此时过采样次数NOSR＝A×2n＝600×23＝4800。
根据公式(9)可知，当过采样次数为4800时，只需要对累加器累加得到的N1,count值(二进制)向右平移3位，再加上-273.15即可得到最终输出的摄氏温度值。
需要注意的是，在对n进行取值时，必须满足n取值得到的过采样次数大于Sigma-Delta ADC精度要求的过采样次数，否则Sigma-Delta ADC的精度不能满足要求。
另外，在设计实现时，由于工艺存在偏差，系数A的取值可能会存在误差，需要修正；而通过公式(11)可知，只需要通过修正过采样次数NOSR，即可等效修正A的取值。
图5为采用本发明的方法，利用Matlab仿真得到的结果，其中横坐标为仿真温度，纵坐标为温度传感器的输出温度。图6为温度传感器的输出温度与仿真温度之间的差值示意图。其中，仿真温度的范围为0～600K，当ADC的精度为12bit时，最小精度为600K/4096＝0.146K。而从图6中可以看出，温度传感器输出的误差最大值为0.12K左右，因此说明本发明提供的能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法能够正确完成输出温度的转换。
基于上述，如图3和图4所示，本发明提供一种能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，包含以下步骤：
S1、通过两个偏置电流分别在两个双极型晶体管上产生射极-基极电压，获取温度传感器的温度信号；
S2、温度信号经过Σ-Δ模数转换器进行采样量化，实现模数转换，输出数字码流BS；
S3、通过累加器累加计算一次温度转换的过采样次数中数字码流BS＝1的次数N1,count；
S4、计算得到温度传感器最终输出的摄氏温度表达为：
S5、对累加器累加得到的N1,count值平移n位，再加上-273.15即可得到最终输出的摄氏温度值。
所述的S3中，还包含：数字码流BS经过累加器滤波后得到的一个量化的温度信号μ，表示为：
其中，NOSR为一次温度转换中的过采样次数。
所述的一次温度转换中的过采样次数NOSR是根据Σ-Δ模数转换器的精度确定的，为2的幂次方。
所述的S4中，具体包含以下步骤：
S41、根据温度信号μ与绝对温度T之间的关系：T＝A×μ，A为温度转换系数；以及根据摄氏温度与绝对温度之间的转换关系：C＝T-273.15；可得：
S42、令则NOSR＝A×2n；
S43、根据一次温度转换中的过采样次数NOSR、温度转换系数A、以及公式NOSR＝A×2n，计算n的值。
所述的S5中，当n为正整数时，对累加器累加得到的N1,count值右移n位；当n为负整数时，对累加器累加得到的N1,count值左移n位。
综上所述，本发明提供的能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，通过位数平移方法代替乘法运算，从而有效节省电路占用面积，降低芯片成本，并且能够有效节省因乘法器计算过程所占用的功耗，减小因温度传感器自热而导致的检测误差。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (5)

1.一种能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，其特征在于，包含以下步骤：
S1、通过两个偏置电流分别在两个双极型晶体管上产生射极-基极电压，获取温度传感器的温度信号；
S2、温度信号经过Σ-Δ模数转换器进行采样量化，实现模数转换，输出数字码流BS；
S3、通过累加器累加计算一次温度转换的过采样次数中数字码流BS＝1的次数N1,count；
S4、计算得到温度传感器最终输出的摄氏温度表达为：
S5、对累加器累加得到的N1,count值平移n位，再加上-273.15即可得到最终输出的摄氏温度值。
2.如权利要求1所述的能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，其特征在于，所述的S3中，还包含：数字码流BS经过累加器滤波后得到一个量化的温度信号μ，表示为：
其中，NOSR为一次温度转换中的过采样次数。
3.如权利要求2所述的能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，其特征在于，所述的一次温度转换中的过采样次数NOSR是根据Σ-Δ模数转换器的精度确定的，为2的幂次方。
4.如权利要求2所述的能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，其特征在于，所述的S4中，具体包含以下步骤：
S41、根据温度信号μ与绝对温度T之间的关系：T＝A×μ，A为温度转换系数；以及根据摄氏温度与绝对温度之间的转换关系：C＝T-273.15；可得：
S42、令则NOSR＝A×2n；
S43、根据一次温度转换中的过采样次数NOSR、温度转换系数A、以及公式NOSR＝A×2n，计算n的值。
5.如权利要求1所述的能够避免使用乘法器的温度传感器实现方法，其特征在于，所述的S5中，当n为正整数时，对累加器累加得到的N1,count值右移n位；当n为负整数时，对累加器累加得到的N1,count值左移n位。
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