CN109413793A - 一种宽电压输入的led恒压驱动器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种宽电压输入的LED恒压驱动器，包括EMI和整流单元、Boost功率因数校正电路和LLC谐振半桥电路，其中，所述EMI和整流单元与交流输入相连接，所述Boost功率因数校正电路用于接收经EMI和整流单元整流后的信号并输出直流高压VOPFC，所述LLC谐振半桥电路用于将所述直流高压VOPFC降压为恒定电压并输出。本发明通过改变LLC变压器的匝比，并且在一定频率范围内，通过改变匝比实现电压的稳定输出；通过增加变压器的输出，提高输入电压的范围。

Description

一种宽电压输入的LED恒压驱动器
技术领域
本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种宽电压输入的LED恒压驱动器。
背景技术
目前，LED恒压驱动器由PFC变换器和DC/DC变换器串联而成的，前者主要实现正弦化输入电流，后级的DC/DC主要实现输出电压的调整，LLC谐振变换电路是实现DC/DC变换器的重要方式。
在光伏电池、光伏电池、燃料电池和电动汽车锂电池等各类电源设备应用中，由于其输入电压范围变化大，宽电压输入的LED恒压驱动器，这势必需要宽输入范围的LLC谐振变换电路，LLC变换电路作为电源拓扑具有零电压导通和零电流关断等功能，可以实现非常高的效率。但其输入电压的范围具有一定的限制。
为了实现LLC的宽电压输入，传统方法有如下三种：
(1)LLC谐振变换器的频率的变化范围变的更大。
(2)减小LLC谐振变换器的k值，k值越小变压器的增益变化范围就越大。
(3)在LLC输入端增加一个升压转换器，当输入电压低于某个范围时使输入的电压升高的LLC的输入范围内。
上述的方法都存在着一定的缺陷：当LLC的频率具有很大的变化范围时，如果工作频率向下远离谐振频率时，就会导致更大的循环电流、磁化器件的体积和更低的效率；为了减小k值，则会导致更大的谐振电感LR或更小的激励电感Lm，却大大降低了LLC谐振变换器的效率；在LLC输入端增加一个升压转换器将会导致电源的体积和成本都很高。
故，针对现有技术的缺陷，实有必要提出一种技术方案以解决现有技术存在的技术问题。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种宽电压输入的LED恒压驱动器，利用MOS 管和具有两端输出的变压器，从而将输入电压低的匝比变大，有效改善了LLC 的性能，同时减小LLC变换器的体积和重量。
为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：
一种宽电压输入的LED恒压驱动器，包括EMI和整流单元、Boost功率因数校正电路和LLC谐振半桥电路，其中，所述EMI和整流单元与交流输入相连接，所述Boost功率因数校正电路用于接收经EMI和整流单元整流后的信号并输出直流高压VOPFC，所述LLC谐振半桥电路用于将所述直流高压VOPFC降压为恒定电压并输出；
所述LLC谐振半桥电路包括第一芯片U1、第一MOS管M1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第一电容 C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、LLC变压器T1、信号控制电路和LLC 反馈电路，其中，所述LLC变压器T1的次级输出端至少设置4个绕组分别形成第一输出回路和第二输出回路，所述信号控制电路与第一MOS管M1的栅极相连接，用于根据前级功率因数校正电路输出的直流高压VOPFC控制所述第一 MOS管M1接通第一输出回路或者第二输出回路至输出端；所述LLC反馈电路用于反馈输出端电压信号至第一芯片U1；
所述第一输出回路工作时中，LLC变压器T1的第四脚与第一二极管D1 的正端相连，LLC变压器T1的第六脚与第二二极管D2的正端相连，所述第一二极管D1的负端、第二二极管D2的负端、第三电容C3的一端相连共同作为输出正端，所述第三电容C3的另一端与LLC变压器T1的第五脚相连接作为输出负端；
所述第二输出回路工作时中，LLC变压器T1的第三脚与第四二极管D4 的正端相连，LLC变压器T1的第七脚与第五二极管D5的正端相连，所述第四二极管D4的负端、第五二极管D5的负端、第一MOS管M1的漏极相连接，第一MOS管M1的源极与第三电容C3的一端相连共同作为输出正端，所述第三电容C3的另一端与LLC变压器T1的第五脚相连接作为输出负端；
第一芯片U1的第一引脚与第一二极管D1的正端、12V电压端相连接，所述第一二极管D1的负端与第一芯片U1的第十四引脚、第一电容C1的一端相连接，所述第一电容C1的另一端与第一芯片U1的第十三引脚、第二电容 C2的一端相连接，所述第二电容C2的另一端与LLC变压器T1初级绕组的第一脚相连接，第一芯片U1的第八引脚与LLC变压器T1初级绕组的第二脚、第五电阻R5的一端相连接，所述第五电阻R5的另一端与第一芯片U1的第十引脚相连共同与输入负端相连接；第一芯片U1的第十六引脚与第一电阻R1 的一端相连共同与输入正端相连接，所述第一电阻R1的另一端与第三电阻R3 的一端、第一芯片U1的第五引脚相连接，所述第三电阻R3的另一端与第一芯片U1的第四引脚、第四电容C4的一端相连接，所述第四电容C4的另一端与、第一芯片U1的第六引脚、LLC反馈电路的输出端相连接；
所述第一芯片U1采用LCS702芯片。
作为优选的技术方案，所述信号控制电路进一步包括第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第二芯片U2、第三芯片U3和基准源VREF；其中，所述第二芯片U2为比较器，所述第三芯片U3为光耦芯片。
作为优选的技术方案，所述Boost功率因数校正电路进一步包括整流桥 BR1、第六二极管D6、第七二极管D7、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容 C10、第十一电容C11、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第一电感L2和第四芯片U4，其中，所述整流桥BR1的输入端与前级电路相连接，所述整流桥BR1的输出端的一端与第七电容C7的一端、第四芯片U4的S端、第六电容C6的一端相连接作为所述Boost功率因数校正电路的输出负端；所述整流桥BR1的输出端的另一端与第六二极管D6的一端相连接，所述第六二极管D6的另一端与第七二极管D7的负端、第十一电阻R11的一端、第六电容C6的另一端相连作为所述 Boost功率因数校正电路的输出正端；所述第七电容C7的另一端与第一电感 L1的一端、第十二电阻R12的一端相连接，所述第一电感L1的另一端与第四芯片U4的D端、第七二极管D7的正端相连接；所述第十二电阻R12的另一端与第四芯片U4的V端、第八电容C8的一端相连接；所述第八电容C8的另一端与第四芯片U4的G端、第十一电容C11的一端、第九电容C9的一端、第十电容C10的一端、第二三极管Q2的集电极、第十九电阻R19的一端相连接；第四芯片U4的VCC端与第九电容C9的另一端、第一三极管Q1的集电极相连共同与辅助电源VCC端相连接；第四芯片U4的FB端与第十一电容C11的另一端、第十八电阻R18的一端相连接，所述第十八电阻R18的另一端与第十六电阻R16的一端、第十五电阻R15的一端、第一三极管Q1的发射极、第二三极管Q2的发射极相连接；所述第十六电阻R16的另一端与第十电容C10的另一端相连接；第一三极管Q1的发射极基极与第十四电阻R14的一端相连接，所述第十四电阻R14的另一端与第十三电阻R13的一端、第五电容C5的一端、第二十电阻R20的一端相连接，所述第十三电阻R13的另一端与第五电容C5 的另一端、第十一电阻R11的另一端相连接；所述第二十电阻R20的另一端与第十七电阻R17的一端、第十五电阻R15的另一端相连接，所述第十七电阻 R17的另一端与第十九电阻R19的另一端、第二二极管Q2的基极相连接；
所述第四芯片U4为控制芯片PFS708。
作为优选的技术方案，还包括辅助电源电路，所述辅助电源电路与交流输入相连接，用于输出VCC电压给后级电路，进一步包括第五芯片U5、第二变压器T2、第八二极管D8、稳压管VR1、第三三极管Q3、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14、第十五电容C15、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22和第二十三电阻R23，其中，交流输入的一端与第二变压器T2的第一脚相连接，第二变压器T2的第二脚与第五芯片U5的D端相连接，第二变压器T2的第三脚与第八二极管D8的正端相连接，所述第八二极管D8的负端与第十三电容C13的一端、第二十二电阻R22的一端、第二十三电阻R23的一端、第十五电容C15的一端相连作为辅助电源VCC端；第二变压器T2的第四脚与第十五电容C15的另一端、稳压管VR1的正端、第十三电容C13的另一端、第十二电容C12的一端、第五芯片U5的S端、交流输入的另一端相连作为辅助电源负端；第五芯片U5的BP端与第十二电容C12的另一端相连接，第五芯片U5的FB端与第二十一电阻R21的一端相连接，所述第二十一电阻R21的另一端与第三三极管Q3的集电极、第十四电容C14的一端相连接，第三三极管 Q3的发射极与第二十二电阻R22的另一端相连接，所述第十四电容C14的另一端与第三三极管Q3的基极、第二十三电阻R23的另一端、稳压管VR1的负端相连接；
所述第五芯片U5为电源芯片lnk302dg。
作为优选的技术方案，所述第一MOS管M1采用A类P沟道MOS场效应晶体管。
作为优选的技术方案，所述LLC反馈电路采用光耦芯片实现。
作为优选的技术方案，所述LLC反馈电路采用光耦芯片实现。
与现有技术相比，本发明具有如下技术效果：
1、提高宽输入电压范围以及输出效率；
2、降低成本和电路的复杂程度；
3、减小LLC变换器的体积。
附图说明
图1为本发明宽电压输入的LED恒压驱动器的原理框图
图2为本发明中LLC谐振半桥电路的电路原理图。
图3为本发明中信号控制电路的原理图。
图4为本发明中LLC反馈电路的原理示意图。
图5为本发明中Boost功率因数校正电路的电路原理图。
图6为本发明中辅助电源电路的电路原理图。
如下具体实施例将结合上述附图进一步说明本发明。
具体实施方式
以下将结合附图对本发明提供的技术方案作进一步说明。
自从LLC谐振技术问世以来，一直应用于计算机、通信供电、LED照明、光伏电池、燃料电池和电动汽车锂电池等各类需要高效、稳定输出的电源设备中。然而对于传统的LLC谐振电路，当输入电压范围增大时，开关频率调节范围需随之增大，此时可能出现的高压输入会引起过高的开关频率，激化电路寄生参数等对系统带来的影响。同时，为适应较宽范围的输入电压，励磁电感往往需要设计得较小，从而引起变换器谐振电流增加，以致系统导通损耗和磁滞损耗随之增加，大大降低变换器效率。
为了解决上述技术问题，参见图1，所示为本发明提供一种宽电压输入的 LED恒压驱动器的原理框图，包括EMI和整流单元、Boost功率因数校正电路和LLC谐振半桥电路，其中，所述EMI和整流单元与交流输入相连接，所述 Boost功率因数校正电路用于接收经EMI和整流单元整流后的信号并输出直流高压VOPFC，所述LLC谐振半桥电路用于将所述直流高压VOPFC降压为恒定电压并输出。
在一种优选实施方式中，LED恒压驱动器是由PFC变换器和DC/DC变换器串联而成的，前者主要实现正弦化输入电流，后级的DC/DC主要实现输出电压的调整。其中，BoostPFC接收来自整流后的馒头波，为LLC谐振半桥提供一个额定为385V的直流电压，经LLC谐振半桥电路将电压降为恒定的48V，确保所降的电压能在下级BUCK电路的输入电压范围内，并且BUCK电路是可以根据接收来自单片机的信号改变输出平均电流。由于采用两级拓扑结构，能够得到高的功率因数与低的电流谐波，还有较好的输出电压纹波、快的输出电压调整率和长的掉电维持。
参见图2，所示为本发明中LLC谐振半桥电路的电路原理图，进一步包括第一芯片U1、第一MOS管M1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第一电容C1、第二电容C2、第三电容 C3、第四电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、LLC变压器T1、信号控制电路和LLC反馈电路，其中，所述LLC变压器T1的次级输出端至少设置4个绕组分别形成第一输出回路和第二输出回路，所述信号控制电路与第一MOS管M1的栅极相连接，用于根据前级功率因数校正电路输出的直流高压VOPFC控制所述第一MOS管M1接通第一输出回路或者第二输出回路至输出端；所述LLC反馈电路用于反馈输出端电压信号至第一芯片U1；
所述第一输出回路工作时中，LLC变压器T1的第四脚与第一二极管D1 的正端相连，LLC变压器T1的第六脚与第二二极管D2的正端相连，所述第一二极管D1的负端、第二二极管D2的负端、第三电容C3的一端相连共同作为输出正端，所述第三电容C3的另一端与LLC变压器T1的第五脚相连接作为输出负端；
所述第二输出回路工作时中，LLC变压器T1的第三脚与第四二极管D4 的正端相连，LLC变压器T1的第七脚与第五二极管D5的正端相连，所述第四二极管D4的负端、第五二极管D5的负端、第一MOS管M1的漏极相连接，第一MOS管M1的源极与第三电容C3的一端相连共同作为输出正端，所述第三电容C3的另一端与LLC变压器T1的第五脚相连接作为输出负端；
第一芯片U1的第一引脚与第一二极管D1的正端、12V电压端相连接，所述第一二极管D1的负端与第一芯片U1的第十四引脚、第一电容C1的一端相连接，所述第一电容C1的另一端与第一芯片U1的第十三引脚、第二电容 C2的一端相连接，所述第二电容C2的另一端与LLC变压器T1初级绕组的第一脚相连接，第一芯片U1的第八引脚与LLC变压器T1初级绕组的第二脚、第五电阻R5的一端相连接，所述第五电阻R5的另一端与第一芯片U1的第十引脚相连共同与输入负端相连接；第一芯片U1的第十六引脚与第一电阻R1 的一端相连共同与输入正端相连接，所述第一电阻R1的另一端与第三电阻R3 的一端、第一芯片U1的第五引脚相连接，所述第三电阻R3的另一端与第一芯片U1的第四引脚、第四电容C4的一端相连接，所述第四电容C4的另一端与、第一芯片U1的第六引脚、LLC反馈电路的输出端相连接；
所述第一芯片U1采用LCS702芯片。
在上述技术方案中，本发明采用内置两个MOSFET的LCS702作为控制IC。DT/BF引脚上的电阻分压器R2和R4是用来设置死区时间、启动时的最大频率和突发阈值频率。反馈引脚(FB)是用来控制IC的输出频率。输出的频率与输入反馈引脚的电流成正比。
上述技术方案中，12V电压端由前级辅助电源提供。
采用上述技术方案，本发明通过改变LLC变压器T1的匝比，并且在一定频率范围内，通过改变匝比实现电压的稳定输出。比传统LLC变压器增加了一组输出，通过增加变压器的输出，可以改变输出电压的大小。当输入电压为额定标准输入范围时，第一输出回路接通工作，由于M1为截止状态，第二输出回路断开。当LLC变压器的输入电压线性下降到低压输入范围时，M1为了满足保持时间要求开始导通，此时，第二输出回路接通工作，第一输出回路断开。当M1导通时，次级二极管(D1，D2)由于反向偏置而关断，并且供电电流仅流过辅助二极管(D4和D5)，此时原副边的匝比减小，输出电压增大开关频率增高。根据模式变化的结果，变压器的有效匝数比在不同的条件下发生变化，变换器可以通过改变匝数比来获得更高的直流增益。当输入电压低于LLC 输入电压的范围的时候，通过LLC变压器T1的副边绕组增大提高LLC的输出的电压。
以下再详细介绍本发明的设计过程，在一种优选的实施方式中，将输入电压的范围设置在250～380VDC的范围内，将此输入范围分成标准输入范围 (310～380VDC)和低压输入范围(250～310VDC)。
确定了输入范围就可以确定输入范围内的k值和Q值，所确定的k值和Q 值要满足够的增益。把变换器最大输入电压情况下的工作频率与谐振频率相等，这样在确保在运行时工作频率fs小于等于谐振频率fr1，实现MOSFET 的ZVS和次级整流二极管的ZCS模式。由于fs＝fr1，增益M可表示：
一般在设计的时候将k值取在5～10之间，这里将k值取值为7，所以在标称输入范围时的最小和最大增益如公式(2)和(3)所示：
一般在最大增益上再取10～15％的预留空间，此时将增益M取为1.5，可以得出此时的Q值为0.41。再将低压输入范围260～310VDC的最大和最小值代入上面的公式，可以分别求出Mmin和Mmax的值为1.14和1.35，与标称输入的直流增益还要小，所以取值的增益M也取为1.5。
假设设计一个输出电压为48V的150W的驱动器，因此，变压器的匝数比n为4.9。
由公式(5)，可以得出变压器的初级等效负载阻抗Rac。
其中，RO为输出电阻也就是输出的负载，所以计算的出Rac在满载时的等效阻抗为246Ω。
谐振网络中的参数CR、LR和LP是根据k值和Q值来设计的，根据上面步骤所取的k值和Q值要确保足够的峰值增益，通过选取的k和Q值来确定谐振网络参数的值如下所示：
在低压输入范围(250～300)时:通过上面的公式，此时最大的输入电压变为300V。通过公式(4)可知此时变压器匝数比n变小了，匝比(n)的改变导致等效阻抗Rac也随之改变，此时的n和Rac分别为3.63和178Ω。由于在 260～310VDC的输入范围时，谐振网络的元器件是固定不变，所以Rac值的减小导致了Q值的增大，由公式(9)得出Q值为0.55，此时的增益为1.40。
因此，当输入直流高压VOPFC在标准范围(310～380V)时，M1开关管此时关断，此时输出的电压由次级绕组的NS提供。当输入电压在低压范围 (260～310V)之内，则M1导通，此时输出的电压由次级绕组NA提供。
参见图3，所示为本发明信号控制电路的原理框图，进一步包括第六电阻 R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第二芯片U2、第三芯片U3和基准源VREF；其中，所述第二芯片U2为比较器，所述第三芯片U3为光耦芯片。
当输入直流高压VOPFC大于310V时，输入比较器负端电压比基准电压高，比较器输出低电平，使开关管关断，输出的给负载RL的电压为第一输出回路 VO1的电压；当输入直流高压VOPFC小于于310V时，输入负端比较器的电压比基准电压低，比较器输出高电平，使开关管导通，此时VO1被二极管方向截止，所以给负载RL的电压为VO2的电压。
在一种优选实施方式中，所述第一MOS管M1采用A类P沟道MOS场效应晶体管。
在一种优选实施方式中，所述LLC反馈电路采用光耦芯片实现。参见图4，所示为本发明LLC反馈电路的原理示意图，光耦芯片通过ROPTO电阻来驱动 LCS702的反馈引脚，ROPTO可以限制流入FB引脚的最大光耦电流，一般ROPTO选择1.2kΩ的电阻。电容器C4可以对FB引脚进行滤波，本方案选择工作频率为250kHz的电容器C4的值为4.7nF。电阻器RLOAD可以加载光耦器的输出，以强制它以相对较高的静态电流进行工作，从而提高其增益，电阻器RLOAD一般取值为4.7kΩ。二极管D在电路中的作用是将ROPTO从软启动网络隔离出来。
参见图5，所示为本发明中Boost功率因数校正电路的电路原理图，进一步包括整流桥BR1、第六二极管D6、第七二极管D7、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容 C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻 R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第一电感L2和第四芯片U4，其中，所述整流桥BR1的输入端与前级电路相连接，所述整流桥 BR1的输出端的一端与第七电容C7的一端、第四芯片U4的S端、第六电容C6 的一端相连接作为所述Boost功率因数校正电路的输出负端；所述整流桥BR1 的输出端的另一端与第六二极管D6的一端相连接，所述第六二极管D6的另一端与第七二极管D7的负端、第十一电阻R11的一端、第六电容C6的另一端相连作为所述Boost功率因数校正电路的输出正端；所述第七电容C7的另一端与第一电感L1的一端、第十二电阻R12的一端相连接，所述第一电感L1的另一端与第四芯片U4的D端、第七二极管D7的正端相连接；所述第十二电阻 R12的另一端与第四芯片U4的V端、第八电容C8的一端相连接；所述第八电容C8的另一端与第四芯片U4的G端、第十一电容C11的一端、第九电容C9 的一端、第十电容C10的一端、第二三极管Q2的集电极、第十九电阻R19的一端相连接；第四芯片U4的VCC端与第九电容C9的另一端、第一三极管Q1 的集电极相连共同与辅助电源VCC端相连接；第四芯片U4的FB端与第十一电容C11的另一端、第十八电阻R18的一端相连接，所述第十八电阻R18的另一端与第十六电阻R16的一端、第十五电阻R15的一端、第一三极管Q1的发射极、第二三极管Q2的发射极相连接；所述第十六电阻R16的另一端与第十电容C10的另一端相连接；第一三极管Q1的发射极基极与第十四电阻R14的一端相连接，所述第十四电阻R14的另一端与第十三电阻R13的一端、第五电容 C5的一端、第二十电阻R20的一端相连接，所述第十三电阻R13的另一端与第五电容C5的另一端、第十一电阻R11的另一端相连接；所述第二十电阻R20 的另一端与第十七电阻R17的一端、第十五电阻R15的另一端相连接，所述第十七电阻R17的另一端与第十九电阻R19的另一端、第二二极管Q2的基极相连接；
所述第四芯片U4为控制芯片PFS708。
上述技术方案中，选用PI公司的提供的PFS708控制芯片，该芯片将 MOSFET集成在一起，大大减少了元件数量和电路板占板面积,同时简化了系统设计并提高了可靠性。其中，Boost升压转换器由电感器L1，二极管整流器 D7和U4(PFS708)组成。二极管D6是旁路二极管，用来充电串行Boost电容COPFC以预防在刚开机时LC谐振的发生；U4为Boost PFC电路提供控制信号；U4使用电阻R12检测电源的整流交流输入电压。电容器C8可以消除该信号上的噪声。电阻R11，R13，R17，R19和R20组成的分频网络用于缩放输出电压并向U4提供反馈，晶体管Q1，Q2和电阻器R17和R20的电路形成非线性反馈电路，通过改善PFC电路的响应时间来改善负载瞬态响应。PFS708的工作频率跨越24～95KHz的范围。
图5电路图中的R12与电压监视引脚V相连用来检测电源的整流交流输入电压，电容C8可以消除引脚上的任何噪声。R12的阻值两端的电压非常高，所以要选择两个2MΩ串联的碳膜电阻，C8选择100nF耐压50V的贴片电容。
在一种优选实施方式中，要确保在额定输出385V的电压下在反馈引脚 (FB)上提供6V的电阻分压网络。由电阻R11、R20、R17和R19组成的分频网络用来向U4提供反馈，它们的取值分别为4MΩ、2.2KΩ、2.2KΩ、57.6KΩ。电容器C5是一种软启动电容器，可在启动时降低输出电压过冲，所以选择耐压200V容值100nF的薄膜电容。电阻R18和电容器C11形成一个低通滤波器，以滤除耦合到FB引脚中的任何开关噪声，本方案的R18和C11分别选择10Ω电阻和10nF电容。R16和电容器C10是环路补偿网络，其引入了定制环路响应所需的低频零点，为确保低交叉频率和足够的相位裕度，本方案R16选择 3KΩ的电阻，C10选择4.7uF的电容。
Q1和Q2在线性反馈中的作用是当输出电压发生快速变化时，Q1和Q2瞬间导通，以快速校正反馈引脚电压，从而帮助U4响应输出电压的变化。由于供电的电压12V和电流的都比较小，选择40V的MMBT4401的NPN管和MMBT4403 的PNP管。
参见图6，所示为本发明中辅助电源电路的电路原理图，由于PFC和LLC 的芯片需要一个直流低压供电，因此需要设计一个2W左右的辅助电源。所述辅助电源电路与交流输入相连接，用于输出VCC电压给后级电路，进一步包括第五芯片U5、第二变压器T2、第八二极管D8、稳压管VR1、第三三极管Q3、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14、第十五电容C15、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22和第二十三电阻R23，其中，交流输入的一端与第二变压器T2的第一脚相连接，第二变压器T2的第二脚与第五芯片U5的 D端相连接，第二变压器T2的第三脚与第八二极管D8的正端相连接，所述第八二极管D8的负端与第十三电容C13的一端、第二十二电阻R22的一端、第二十三电阻R23的一端、第十五电容C15的一端相连作为辅助电源VCC端；第二变压器T2的第四脚与第十五电容C15的另一端、稳压管VR1的正端、第十三电容C13的另一端、第十二电容C12的一端、第五芯片U5的S端、交流输入的另一端相连作为辅助电源负端；第五芯片U5的BP端与第十二电容C12 的另一端相连接，第五芯片U5的FB端与第二十一电阻R21的一端相连接，所述第二十一电阻R21的另一端与第三三极管Q3的集电极、第十四电容C14的一端相连接，第三三极管Q3的发射极与第二十二电阻R22的另一端相连接，所述第十四电容C14的另一端与第三三极管Q3的基极、第二十三电阻R23的另一端、稳压管VR1的负端相连接；
所述第五芯片U5为电源芯片lnk302dg。
上述技术方案中，采用一个简单的AC-DC的反激辅助电源，该反激采用一个PNP管Q3和一个12V的稳压管VR1构成反馈电路，当输出电压大于12V时， PNP管此时导通，此时大于49μA的电流输入FB引脚时，MOSFET开关终止，所以PNP起调节电压的作用。采用这种反馈控制方式，确保了电压的最大值无法超过PFS708VCC的引脚最大值13.4V。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (6)

1.一种宽电压输入的LED恒压驱动器，其特征在于，包括EMI和整流单元、Boost功率因数校正电路和LLC谐振半桥电路，其中，所述EMI和整流单元与交流输入相连接，所述Boost功率因数校正电路用于接收经EMI和整流单元整流后的信号并输出直流高压VOPFC，所述LLC谐振半桥电路用于将所述直流高压VOPFC降压为恒定电压并输出；
所述LLC谐振半桥电路包括第一芯片U1、第一MOS管M1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、LLC变压器T1、信号控制电路和LLC反馈电路，其中，所述LLC变压器T1的次级输出端至少设置4个绕组分别形成第一输出回路和第二输出回路，所述信号控制电路与第一MOS管M1的栅极相连接，用于根据前级功率因数校正电路输出的直流高压VOPFC控制所述第一MOS管M1接通第一输出回路或者第二输出回路至输出端；所述LLC反馈电路用于反馈输出端电压信号至第一芯片U1；
所述第一输出回路工作时中，LLC变压器T1的第四脚与第一二极管D1的正端相连，LLC变压器T1的第六脚与第二二极管D2的正端相连，所述第一二极管D1的负端、第二二极管D2的负端、第三电容C3的一端相连共同作为输出正端，所述第三电容C3的另一端与LLC变压器T1的第五脚相连接作为输出负端；
所述第二输出回路工作时中，LLC变压器T1的第三脚与第四二极管D4的正端相连，LLC变压器T1的第七脚与第五二极管D5的正端相连，所述第四二极管D4的负端、第五二极管D5的负端、第一MOS管M1的漏极相连接，第一MOS管M1的源极与第三电容C3的一端相连共同作为输出正端，所述第三电容C3的另一端与LLC变压器T1的第五脚相连接作为输出负端；
第一芯片U1的第一引脚与第一二极管D1的正端、12V电压端相连接，所述第一二极管D1的负端与第一芯片U1的第十四引脚、第一电容C1的一端相连接，所述第一电容C1的另一端与第一芯片U1的第十三引脚、第二电容C2的一端相连接，所述第二电容C2的另一端与LLC变压器T1初级绕组的第一脚相连接，第一芯片U1的第八引脚与LLC变压器T1初级绕组的第二脚、第五电阻R5的一端相连接，所述第五电阻R5的另一端与第一芯片U1的第十引脚相连共同与输入负端相连接；第一芯片U1的第十六引脚与第一电阻R1的一端相连共同与输入正端相连接，所述第一电阻R1的另一端与第三电阻R3的一端、第一芯片U1的第五引脚相连接，所述第三电阻R3的另一端与第一芯片U1的第四引脚、第四电容C4的一端相连接，所述第四电容C4的另一端与、第一芯片U1的第六引脚、LLC反馈电路的输出端相连接；
所述第一芯片U1采用LCS702芯片。
2.根据权利要求1所述的宽电压输入的LED恒压驱动器，其特征在于，所述信号控制电路进一步包括第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第二芯片U2、第三芯片U3和基准源VREF；其中，所述第二芯片U2为比较器，所述第三芯片U3为光耦芯片。
3.根据权利要求1或2所述的宽电压输入的LED恒压驱动器，其特征在于，所述Boost功率因数校正电路进一步包括整流桥BR1、第六二极管D6、第七二极管D7、第一三极管Q1、第二三极管Q2、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16、第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19、第二十电阻R20、第一电感L2和第四芯片U4，其中，所述整流桥BR1的输入端与前级电路相连接，所述整流桥BR1的输出端的一端与第七电容C7的一端、第四芯片U4的S端、第六电容C6的一端相连接作为所述Boost功率因数校正电路的输出负端；所述整流桥BR1的输出端的另一端与第六二极管D6的一端相连接，所述第六二极管D6的另一端与第七二极管D7的负端、第十一电阻R11的一端、第六电容C6的另一端相连作为所述Boost功率因数校正电路的输出正端；所述第七电容C7的另一端与第一电感L1的一端、第十二电阻R12的一端相连接，所述第一电感L1的另一端与第四芯片U4的D端、第七二极管D7的正端相连接；所述第十二电阻R12的另一端与第四芯片U4的V端、第八电容C8的一端相连接；所述第八电容C8的另一端与第四芯片U4的G端、第十一电容C11的一端、第九电容C9的一端、第十电容C10的一端、第二三极管Q2的集电极、第十九电阻R19的一端相连接；第四芯片U4的VCC端与第九电容C9的另一端、第一三极管Q1的集电极相连共同与辅助电源VCC端相连接；第四芯片U4的FB端与第十一电容C11的另一端、第十八电阻R18的一端相连接，所述第十八电阻R18的另一端与第十六电阻R16的一端、第十五电阻R15的一端、第一三极管Q1的发射极、第二三极管Q2的发射极相连接；所述第十六电阻R16的另一端与第十电容C10的另一端相连接；第一三极管Q1的发射极基极与第十四电阻R14的一端相连接，所述第十四电阻R14的另一端与第十三电阻R13的一端、第五电容C5的一端、第二十电阻R20的一端相连接，所述第十三电阻R13的另一端与第五电容C5的另一端、第十一电阻R11的另一端相连接；所述第二十电阻R20的另一端与第十七电阻R17的一端、第十五电阻R15的另一端相连接，所述第十七电阻R17的另一端与第十九电阻R19的另一端、第二二极管Q2的基极相连接；
所述第四芯片U4为控制芯片PFS708。
4.根据权利要求3所述的宽电压输入的LED恒压驱动器，其特征在于，还包括辅助电源电路，所述辅助电源电路与交流输入相连接，用于输出VCC电压给后级电路，进一步包括第五芯片U5、第二变压器T2、第八二极管D8、稳压管VR1、第三三极管Q3、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14、第十五电容C15、第二十一电阻R21、第二十二电阻R22和第二十三电阻R23，其中，交流输入的一端与第二变压器T2的第一脚相连接，第二变压器T2的第二脚与第五芯片U5的D端相连接，第二变压器T2的第三脚与第八二极管D8的正端相连接，所述第八二极管D8的负端与第十三电容C13的一端、第二十二电阻R22的一端、第二十三电阻R23的一端、第十五电容C15的一端相连作为辅助电源VCC端；第二变压器T2的第四脚与第十五电容C15的另一端、稳压管VR1的正端、第十三电容C13的另一端、第十二电容C12的一端、第五芯片U5的S端、交流输入的另一端相连作为辅助电源负端；第五芯片U5的BP端与第十二电容C12的另一端相连接，第五芯片U5的FB端与第二十一电阻R21的一端相连接，所述第二十一电阻R21的另一端与第三三极管Q3的集电极、第十四电容C14的一端相连接，第三三极管Q3的发射极与第二十二电阻R22的另一端相连接，所述第十四电容C14的另一端与第三三极管Q3的基极、第二十三电阻R23的另一端、稳压管VR1的负端相连接；
所述第五芯片U5为电源芯片lnk302dg。
5.根据权利要求1或2所述的宽电压输入的LED恒压驱动器，其特征在于，所述第一MOS管M1采用A类P沟道MOS场效应晶体管。
6.根据权利要求1或2所述的宽电压输入的LED恒压驱动器，其特征在于，所述LLC反馈电路采用光耦芯片实现。
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