CN109412434B

CN109412434B - 无平衡电抗器升压/降压式d型24脉航空自耦变压整流器

Info

Publication number: CN109412434B
Application number: CN201811183335.6A
Authority: CN
Inventors: 李男; 葛红娟; 李静; 吴红兰; 朱佳祺; 史艳博
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2018-10-08
Filing date: 2018-10-08
Publication date: 2021-02-05
Anticipated expiration: 2038-10-08
Also published as: CN109412434A

Abstract

本发明公开了无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器，其自耦变压器每相原边为一个带有延长绕组和中间抽头或仅带有中间抽头的长绕组，每相副边为四个短绕组。设计两种升压结构和三种降压结构，实现自耦变压器输出电压0.545～2.2倍的调节。通过对绕组的合理连接及绕组匝数的合理设计，构成幅值相等、相位依次相差15°的24个电压矢量送至后续1主3辅4个整流桥，确保每一时刻整流桥组只有两个二极管同时导通，不需要平衡电抗器即可输出24脉直流电压。本发明改善了无平衡电抗器24脉自耦变压整流器输出电压不可调节的问题，通过对变压器结构进行合理设计并优化，实现输出电压较宽范围的升降压调节。

Description

无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器

技术领域

本发明属于电能变换技术领域，特别涉及了无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器。

背景技术

多脉冲整流器具有结构简单、可靠性高、效率高、过载能力强等显著优点，用于航空中频供电场合，变压器的体积重量也会明显降低，在航空领域有着广阔的应用前景。对于机载电子设备，国军标GJB181A-2003及民航飞机适航标准RTCA_DO-160E要求其交流侧输入电流总谐波含量(THD)小于10％。24脉整流器的输入电流THD理论值仅为7.57％，不需要采取任何的滤波措施，适用于对谐波含量要求较高的场合。相对于传统24脉变压器，自耦变压器的体积重量明显减轻，但自耦变压器的输出电压由输入电压决定，无法进行调节，应用范围具有一定的局限性，为了满足不同设备的用电要求，需要对自耦变压器的结构进行合理的设计和优化，使输出电压满足需求。

发明内容

为了解决上述背景技术提出的技术问题，本发明旨在提供无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器，通过对变压器结构进行合理设计，实现了无平衡电抗器24脉自耦变压器输出电压0.545～2.2倍的宽范围调节，同时对变压器结构进行优化，使其结构最简。

为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：

无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器，其自耦变压器每相原边为一个带有延长绕组和中间抽头或仅带有中间抽头的长绕组，每相副边为四个短绕组；自耦变压器输出与输入线电压比为k＝V_lout/V_lin，本权利书描述两种升压结构，升压结构1、升压结构2，和三种降压结构，降压结构1、降压结构2、降压结构3，升降压调节范围为0.545≤k≤2.2，其中，升压结构1为1.38≤k≤2.2，升压结构2为1≤k＜1.38，降压结构1为0.743≤k＜1，降压结构2为0.683≤k＜0.743，降压结构3为0.545≤k＜0.683；通过对绕组的合理连接及绕组匝数的合理设计，构成幅值相等、相位依次相差15°的24个电压矢量送至后续1主3辅4个整流桥，确保每一时刻整流桥组只有两个二极管同时导通，不需要平衡电抗器即可输出24脉直流电压；升压结构1的绕组连接方式为：以A相为例，A相原边为带有延长绕组amA及2个中间抽头ar、as的长绕组，其中，延长绕组amA由中间抽头ar分成amar、arA两段，原边绕组AB由中间抽头as分成Aas、asB两段，副边为bmb、clcr、bsb2、crb3四个短绕组；A相原边绕组的首端A为变压器的电源A相输入端，连接A相延长绕组amA的末端A和C相原边绕组CA的末端A，A相原边延长绕组amA的首端am连接C相副边绕组ama的首端am，A相原边延长绕组上的中间抽头ar连接至B相副边绕组alar的末端ar和B相副边绕组arc3的首端ar，A相原边中间抽头as连接至C相副边绕组asa2的首端as，A相原边绕组的末端B连接至B相原边绕组BC的首端B和B相延长绕组的末端B；副边绕组bmb的首端bm连接至B相原边延长绕组bmB的首端bm，末端b为变压器输出端b；副边绕组clcr的首端c1为变压器输出端c1，末端cr连接至C相原边延长绕组cmC的中间抽头cr；副边绕组bsb2的首端bs连接至B相原边中间抽头bs，末端b2为变压器输出端b2；副边绕组crb3的首端cr连接至C相原边延长绕组cmC的中间抽头cr，末端b3为变压器输出端b3；B相、C相的绕组连接方式与A相类似；升压结构2的绕组连接方式为：以A相为例，A相原边为带有延长绕组amA及3个中间抽头ar、as、at的长绕组，原边绕组AB由中间抽头ar、as、at分成Aar、aras、asat、atB四段，副边为bmb、clcr、bsb2、btb3四个短绕组；A相原边绕组的首端A为变压器的电源A相输入端，连接A相延长绕组amA的末端A和C相原边绕组CA的末端A，A相原边延长绕组amA的首端am连接C相副边绕组ama的首端am，A相原边中间抽头ar连接至B相副边alar的末端ar，A相原边中间抽头as连接至C相副边绕组asa2的首端as，A相原边中间抽头at连接至C相副边绕组ata3的首端at，A相原边绕组的末端B连接至B相原边绕组BC的首端B和B相延长绕组的末端B；副边绕组bmb的首端bm连接至B相原边延长绕组bmB的首端bm，末端b为变压器输出端b；副边绕组clcr的首端c1为变压器输出端c1，末端cr连接至C相原边中间抽头cr；副边绕组bsb2的首端bs连接至B相原边中间抽头bs，末端b2为变压器输出端b2；副边绕组btb3的首端bt连接至B相原边中间抽头bt，末端b3为变压器输出端b3；B相、C相的绕组连接方式与A相类似；降压结构1的绕组连接方式为：以A相为例，A相原边为带有4个中间抽头am、ar、as、at的长绕组，原边绕组AB由中间抽头am、ar、as、at分成Aam、amar、aras、asat、atB五段，副边为bbm、clcr、bsb2、btb3四个短绕组；A相原边绕组的首端A为变压器的电源A相输入端，连接C相原边绕组CA的末端A，A相原边中间抽头am连接C相副边绕组aam的末端am，A相原边中间抽头ar连接至B相副边alar的末端ar，A相原边中间抽头as连接至C相副边绕组asa2的首端as，A相原边中间抽头at连接至C相副边绕组ata3的首端at，A相原边绕组的末端B连接至B相原边绕组BC的首端B；副边绕组bbm的首端b为变压器输出端b，末端bm连接至B相原边中间抽头bm；副边绕组clcr的首端c1为变压器输出端cl，末端cr连接至C相原边中间抽头cr；副边绕组bsb2的首端bs连接至B相原边中间抽头bs，末端b2为变压器输出端b2；副边绕组btb3的首端bt连接至B相原边中间抽头bt，末端b3为变压器输出端b3；B相、C相的绕组连接方式与A相类似；降压结构2的原边绕组同降压结构1相同，仅改变副边绕组clcr、btb3的同名端，绕组连接不变；降压结构3的原边绕组同降压结构1相同，仅改变副边绕组clcr、bsb2、btb3的同名端，绕组连接不变。

进一步地，以说明书附图1(b)，变压器输出电压比1≤k＜1.38时的绕组结构为例分析升降压24脉自耦变压器各绕组的匝比关系，设升压结构2中，原边绕组AB的匝数为N_p，原边各段绕组的匝数依次为N_p1～N_p5，副边各绕组的匝数依次为N_s1～N_s4，设原边各段绕组匝数与原边绕组AB的匝数之比为k_pi＝N_pi/N_p(其中i＝1，2，3，4，5)，副边各绕组匝数与原边绕组AB的匝数之比为k_sj＝N_sj/N_p(其中j＝1，2，3，4)；说明书附图2(b)为其对应的电压矢量图，图中N是输入三相交流电压矢量的中点，

是输入相电压矢量，令矢量

长度为1，则输入线电压矢量的长度为

输出线电压矢量长度为

且输出的24个线电压矢量依次相差15°，

为输出主相电压矢量，

分别为输出辅相电压矢量。

由图可得，Na＝kNA＝k，Aa＝k-1，则

在ΔNca1中，应用余弦定理可得Na1的长度为：

同理：Na3＝0.809k。

Na2的长度为：

在Δcaa1中，有∠aca1＝15°，ca＝ca1，则∠caa1＝82.5°，应用余弦定理可得aa1的长度为：

在ΔaNa1中，由余弦定理可知：

则∠a1Na2＝60°-26.34°＝33.66°。

在Δaar′a1中，∠ar′aa1＝82.5°-60°＝22.5°，∠aar′a1＝120°，所以∠aa1ar′＝37.5°，并应用正弦定理有：

则可得：ar′a1＝0.2k，aar′＝0.318k。

又，在等腰梯形aramaar′中有：

所以，

同理可得：

进一步地，在Δca2b中，有∠bca2＝30°，ca2＝cb，则∠cba2＝75°，应用余弦定理可得a2b的长度为：

在Δbas′a2中，∠as′ba2＝75°-60°＝15°，∠bas′a2＝120°，故∠ba2as′＝45°，并应用正弦定理有：

则可得：as′a2＝0.268k，as′b＝0.732k。

故：as′at′＝0.732k-0.318k＝0.414k，ar′as′＝0.682k。

因此，

asat＝0.414k，

进一步地，其它4种输出电压比范围的变压器绕组匝比关系推导方法与上述1≤k＜1.38时的变压器绕组匝比关系推导方法类似，当1.38≤k≤2.2时，变压器原边仅四段绕组，令N_p5＝0。

则原副边各段绕组的匝数与原边绕组AB的匝数满足以下比例关系：

采用上述方案带来的有益效果：

与现有的无平衡电抗器24脉冲自耦变压整流器相比，本发明解决了无平衡电抗器24脉自耦变压器输出电压不可调节的问题，实现了自耦变压器输出电压0.545～2.2倍的较宽范围调节，并对变压器结构进行优化，使其结构最简，仍保持了自耦变压器体积重量小、系统谐波含量低的优势。本发明所述的无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器能够满足多种机载电子设备的不同供电电压需求，也可以扩展到工业、船舶等应用领域。

附图说明

图1为本发明的系统结构示意图；

图2为本发明的电压矢量图；

图3为变压器等效容量比与变压器电压比k的关系曲线；

图4为变压器输出电压比为1≤k＜1.38时4个整流桥A相输入电压波形图；

图5为变压器输出电压比为1≤k＜1.38时变压整流器输出电压波形图；

图6为变压器输出电压比为1≤k＜1.38时源侧A相输入电流波形图；

图7为变压器输出电压比为1≤k＜1.38时源侧A相输入电流频谱分析图；

标号说明：A、B、C——变压器三相电源输入端，a、b、c——主整流桥的输入端，a1、b1、c1、a2、b2、c2、a3、b3、c3——三个辅整流桥的输入端，am、bm、cm——原边绕组AB、BC、CA的延长端或中间抽头，ar、as、at——A相原边绕组的三个中间抽头引出点，br、bs、bt——B相原边绕组的三个中间抽头引出点，cr、cs、ct——C相原边绕组的三个中间抽头引出点，N_p1、N_p2、N_p3、N_p4、N_p5——每相原边绕组的匝数，N_s1、N_s2、N_s3、N_s4——每相副边绕组的匝数，ar′、as′、at′——辅助计算点，分别为ara1、asa2、ata3与ab的交点。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细的说明。

在本实施例中，以变压器输出电压比为1≤k＜1.38的绕组结构的实施办法为例进行说明。

无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器，升压结构2的绕组连接方式为：以A相为例，A相原边为带有延长绕组amA及3个中间抽头ar、as、at的长绕组，原边绕组AB由中间抽头ar、as、at分成Aar、aras、asat、atB四段，副边为bmb、clcr、bsb2、btb3四个短绕组；A相原边绕组的首端A为变压器的电源A相输入端，连接A相延长绕组amA的末端A和C相原边绕组CA的末端A，A相原边延长绕组amA的首端am连接C相副边绕组ama的首端am，A相原边中间抽头ar连接至B相副边alar的末端ar，A相原边中间抽头as连接至C相副边绕组asa2的首端as，A相原边中间抽头at连接至C相副边绕组ata3的首端at，A相原边绕组的末端B连接至B相原边绕组BC的首端B和B相延长绕组的末端B；副边绕组bmb的首端bm连接至B相原边延长绕组bmB的首端bm，末端b为变压器输出端b；副边绕组clcr的首端c1为变压器输出端cl，末端cr连接至C相原边中间抽头cr；副边绕组bsb2的首端bs连接至B相原边中间抽头bs，末端b2为变压器输出端b2；副边绕组btb3的首端bt连接至B相原边中间抽头bt，末端b3为变压器输出端b3；B相、C相的绕组连接方式与A相类似。

通过对绕组的合理连接及绕组匝数的合理设计，构成幅值相等、相位依次相差15°的24个电压矢量，送至后续1主3辅4个整流桥，使整流桥组每一时刻只有两个二极管同时导通，形成24脉直流输出电压；定义自耦变压器输入输出电压比为k，即变压器输出线电压V_lout与输入线电压V_lin的比例关系为k＝V_lout/V_lin，设原边各段绕组匝数与原边绕组AB的匝数之比为k_pi＝/N_piN_p(其中i＝1，2，3，4，5)，副边各绕组匝数与原边绕组AB的匝数之比为k_sj＝N_sj/N_p(其中j＝1，2，3，4)，则该自耦变压器原副边各段绕组的匝数关系为：

k_p4＝0.2391k，

根据上述变压器原副边连接方式及绕组的匝数比，主整流桥输入相电压V_a、V_b、V_c为电源电压的k倍，辅整流桥1输入相电压V_a1、V_b1、V_c1幅值为主整流桥的0.809k倍，相位滞后26.34°；辅整流桥2输入相电压V_a2、V_b2、V_c2幅值为主整流桥的0.732k倍，相位滞后60°；辅整流桥3输入相电压V_a3、V_b3、V_c3幅值为主整流桥的0.809k倍，相位滞后93.66°，变压器电压合成矢量如附图2(b)所示。

在一个交流周期内，每个电压矢量传输1/24的负载功率。主桥连续工作，其中每个二极管一个周期内导通75°，3个辅桥中的每个二极管只导通15°。主桥传输的负载能量为62.5％。每个辅桥传输的负载能量为12.5％。输出电压平均值为：

其中V_lin为变压器输入线电压；V_lout为变压器输出线电压，即主桥输入线电压。

由上式可看出，输出电压能够实现升降压k倍的要求。

设变压器等效容量P_t.tr与输出功率P_d的比值为变压器的等效容量比Q_t.tr，即Q_t.tr＝P_t.tr/P_d，则Q_t.tr与变压器输出电压变比k的关系曲线如附图3所示，由图可以看出，当变压器变比k＝l时，变压器等效容量比最小，为0.3466；当k＝2.2时，变压器具有升压功能，等效容量比为0.8158，仍小于传统变压器，具有一定优势；当k＝0.545时，变压器具有降压功能，此时变压器等效容量比为1，变压器不再具有等效容量小的优势。根据不同的需求，可以根据发明内容所描述的变压器原副边连接方式和原副边绕组的匝数比，设计实际所需要的无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器。为了获取良好性能，通常采用硅钢片制作变压器铁芯。

为验证本发明的有效性，以变压器输出电压比为1.2为例进行仿真实验。在输入三相交流电为115V/400Hz，输出10Ω纯阻性负载时，4个整流桥的输入A相相电压波形如图4(横坐标为时间，纵坐标为电压)所示，测得主整流桥输入相电压V_a有效值为137.8V，为系统输入相电压的1.2倍，三组辅整流桥输入相电压有效值V_a1、V_a2、V_a3分别为111.44V、100.83V、111.44V，辅整流桥1和3输入相电压为主整流桥输入的0.809倍，辅整流桥2输入相电压为主整流桥输入的0.732倍，与理论分析相一致。变压整流系统的输出电压波形如图5(横坐标为时间，纵坐标为电压)所示，输出电压为336.6V，在一个周期内有24脉波，输出电压平稳。变压整流系统的A相输入电流波形如图6(横坐标为时间，纵坐标为电流)所示，A相输入电流有效值为33.58A，输入电流含24阶波，与理论分析波形一致。图7为A相输入电流的频谱分析，谐波主要为24k±1(其中k＝1，2，3…)次谐波，总谐波含量为7.39％，接近于理论计算值，且满足谐波标准的要求。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims

1.无平衡电抗器升压/降压式D型24脉航空自耦变压整流器，其特征在于：包括三相交流电源，升压/降压式自耦变压器，四组三相整流桥和负载四个部分；三相交流电源的三个接口分别连接到自耦变压器三个输入端，升压/降压式自耦变压器的12个输出分四组，分别与四组三相整流桥连接，四组三相整流桥并联输出至负载；自耦变压器每相原边为一个带有延长绕组和中间抽头或仅带有中间抽头的长绕组，每相副边为四个短绕组；自耦变压器输出与输入线电压比为k＝V_1out/V_1in，升压/降压式自耦变压器包括两种升压结构，升压结构1、升压结构2，和三种降压结构，降压结构1、降压结构2、降压结构3，升降压调节范围为0.545≤k≤2.2，其中，升压结构1为1.38≤k≤2.2，升压结构2为1≤k＜1.38，降压结构1为0.743≤k＜1，降压结构2为0.683≤k＜0.743，降压结构3为0.545≤k＜0.683；通过对绕组的合理连接及绕组匝数的合理设计，构成幅值相等、相位依次相差15°的24个电压矢量送至后续1主3辅4个整流桥，确保每一时刻整流桥组只有两个二极管同时导通，不需要平衡电抗器即可输出24脉直流电压；升压结构1的绕组连接方式特征在于：以A相为例，A相原边为带有延长绕组amA及2个中间抽头ar、as的长绕组，其中，延长绕组amA由中间抽头ar分成amar、arA两段，原边绕组AB由中间抽头as分成Aas、asB两段，副边为bmb、c1cr、bsb2、crb3四个短绕组；A相原边绕组首端A为变压器电源A相输入端，连接A相延长绕组amA的末端A和C相原边绕组CA的末端A，A相原边延长绕组amA的首端am连接C相副边绕组ama的首端am，A相原边延长绕组上的中间抽头ar连接至B相副边绕组a1ar的末端ar和B相副边绕组arc3的首端ar，A相原边中间抽头as连接至C相副边绕组asa2的首端as，A相原边绕组的末端B连接至B相原边绕组BC的首端B和B相延长绕组的末端B；副边绕组bmb的首端bm连接至B相原边延长绕组bmB的首端bm，末端b为变压器输出端b；副边绕组c1cr的首端c1为变压器输出端c1，末端cr连接至C相原边延长绕组cmC的中间抽头cr；副边绕组bsb2的首端bs连接至B相原边中间抽头bs，末端b2为变压器输出端b2；副边绕组crb3的首端cr连接至C相原边延长绕组cmC的中间抽头cr，末端b3为变压器输出端b3；B相、C相的绕组连接方式与A相类似；升压结构2的绕组连接方式特征在于：以A相为例，A相原边为带有延长绕组amA及3个中间抽头ar、as、at的长绕组，原边绕组AB由中间抽头ar、as、at分成Aar、aras、asat、atB四段，副边为bmb、c1cr、bsb2、btb3四个短绕组；A相原边绕组首端A为变压器的电源A相输入端，连接A相延长绕组amA的末端A和C相原边绕组CA的末端A，A相原边延长绕组amA的首端am连接C相副边绕组ama的首端am，A相原边中间抽头ar连接至B相副边a1ar的末端ar，A相原边中间抽头as连接至C相副边绕组asa2的首端as，A相原边中间抽头at连接至C相副边绕组ata3的首端at，A相原边绕组的末端B连接至B相原边绕组BC的首端B和B相延长绕组的末端B；副边绕组bmb的首端bm连接至B相原边延长绕组bmB的首端bm，末端b为变压器输出端b；副边绕组c1cr的首端c1为变压器输出端c1，末端cr连接至C相原边中间抽头cr；副边绕组bsb2的首端bs连接至B相原边中间抽头bs，末端b2为变压器输出端b2；副边绕组btb3的首端bt连接至B相原边中间抽头bt，末端b3为变压器输出端b3；B相、C相的绕组连接方式与A相类似；降压结构1的绕组连接方式特征在于：以A相为例，A相原边为带有4个中间抽头am、ar、as、at的长绕组，原边绕组AB由中间抽头am、ar、as、at分成Aam、amar、aras、asat、atB五段，副边为bbm、c1cr、bsb2、btb3四个短绕组；A相原边绕组首端A为变压器的电源A相输入端，连接C相原边绕组CA的末端A，A相原边中间抽头am连接C相副边绕组aam的末端am，A相原边中间抽头ar连接至B相副边a1ar的末端ar，A相原边中间抽头as连接至C相副边绕组asa2的首端as，A相原边中间抽头at连接至C相副边绕组ata3的首端at，A相原边绕组的末端B连接至B相原边绕组BC的首端B；副边绕组bbm的首端b为变压器输出端b，末端bm连接至B相原边中间抽头bm；副边绕组c1cr的首端c1为变压器输出端c1，末端cr连接至C相原边中间抽头cr；副边绕组bsb2的首端bs连接至B相原边中间抽头bs，末端b2为变压器输出端b2；副边绕组btb3的首端bt连接至B相原边中间抽头bt，末端b3为变压器输出端b3；B相、C相的绕组连接方式与A相类似；降压结构2的原边绕组同降压结构1相同，仅改变副边绕组c1cr、btb3的同名端，绕组连接不变；降压结构3的原边绕组同降压结构1相同，仅改变副边绕组c1cr、bsb2、btb3的同名端，绕组连接不变；自耦变压器原副边匝数关系的特征在于：以A相为例，设原边绕组AB的匝数为N_p，原边各段绕组的匝数依次为N_p1～N_p5(当2.2＞k＞1.38时，N_p5不存在，当做0)，副边各绕组的匝数依次为N_s1～N_s4，设原边各段绕组匝数与原边绕组AB的匝数之比为k_pi＝N_pi/N_p(其中i＝1，2，3，4，5)，副边各绕组匝数与原边绕组AB的匝数之比为k_sj＝N_sj/N_p(其中j＝1，2，3，4)，则原副边各段绕组的匝数与原边绕组AB的匝数满足以下比例关系：

B相和C相原副边绕组的匝数关系同A相一致。