CN109391580A - 同步装置及同步方法 - Google Patents

同步装置及同步方法 Download PDF

Info

Publication number
CN109391580A
CN109391580A CN201810833873.9A CN201810833873A CN109391580A CN 109391580 A CN109391580 A CN 109391580A CN 201810833873 A CN201810833873 A CN 201810833873A CN 109391580 A CN109391580 A CN 109391580A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
operator
carrier
generating process
symbol
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201810833873.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109391580B (zh
Inventor
论手素直
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Anritsu Corp
Original Assignee
Anritsu Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2018094411A external-priority patent/JP6612387B2/ja
Application filed by Anritsu Corp filed Critical Anritsu Corp
Publication of CN109391580A publication Critical patent/CN109391580A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109391580B publication Critical patent/CN109391580B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2628—Inverse Fourier transform modulators, e.g. inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2646—Arrangements specific to the transmitter only using feedback from receiver for adjusting OFDM transmission parameters, e.g. transmission timing or guard interval length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H04L27/2659—Coarse or integer frequency offset determination and synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2663—Coarse synchronisation, e.g. by correlation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2671—Time domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
    • H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/06—Speed or phase control by synchronisation signals the synchronisation signals differing from the information signals in amplitude, polarity or frequency or length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2672—Frequency domain

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

公开了同步装置和同步方法。信号生成部将预先设定的多载波信号作为内部发送信号来生成。信号接收部从外部接收与内部发送信号相同的信号类别的外部接收信号。STO定时检测部将基于内部发送信号与外部接收信号的相关运算的相关值成为最大的位置作为STO定时来进行检测。差分运算部运算外部接收信号与内部发送信号的每一子载波的相位的差分。校正控制部(10)以运算出的每一子载波的相位的差分作为校正量而添加的方式对信号生成部(2)进行校正控制。

Description

同步装置及同步方法
技术领域
本发明涉及一种使用了5G无线通信RAT(无线接入技术(Radio AccessTechnology))中的无线接入物理层的调制解调信号的同步处理技术的多载波信号的同步装置及同步方法。
背景技术
下一代5G通信中，要求无线带宽中的高速化宽带、低延迟的无线接口，并且，还要求这些新接口的测量试验装置。
该5G无线接入接口的标准化机构3GPP中，通过抑制信号向现有标准4G等中所运用的CP-OFDM信号所具有的信道带宽外的泄漏，也能够实现按子载波组级别的带宽占用率的并存，并推进实现进一步的传送效率的有效利用的通信方式的标准研究。
具体而言，在适用于子载波的OFDM调制解调信号中，若考虑调制信号的时间及频域中的不确定性的限制，则在无线传送中，自然会研究考虑按照时域中以维持时间平滑度为基本的方针的带宽外信号泄漏的抑制方式的各种方式。
例如，若以获得调制信号的时间平滑度为基本进行考虑，则有滤波方式的适用，通过该滤波器的适用处的变化，主要分类为FBMC、UF-OFDM、GFDM方式(参考下述非专利文献1、2、3、4)，适用处分别对个别信道、信道组单位、信道同时使用时间复用，从而还研究对信道复用组进行滤波的方式，并且对CP-OFDM信号加以Windowing处理而实施进一步的时间平滑度的方式。
非专利文献1：5GNOW：Non-Orthogonal，Asynchronous Waveforms for FutureMobile Applications，IEEE Communications Magazine，Feb.2014
非专利文献2：M.Bellanger et al.，“FBMC physical layer：a primer”，2010
非专利文献3：Frank Schaich et al.，“Waveform contenders for5G-suitability for short packet and low latency transmissions”，VehicularTechnology Conference，2014IEEE 79th
非专利文献4：Nicola Michailow et al.“Generalized Frequency DivisionMultiplexing for 5th Generation Cellular Networks”，IEEE Transactions onCommunications，Vol.62，No.9，2014
然而，上述各方式根据所适用的用例而发挥其特征，因此根据各种方式而能够对应的接收信号时的同步电路、其同步方法及测量方法作为实用上的课题而出现。因此，希望提供能够与各种通信方式的同步对应的同步装置及同步方法。
发明内容
于是，本发明是鉴于上述问题点而完成的，其目的在于提供一种能够与各种通信方式的同步对应的同步装置及同步方法。
为了实现上述目的，本发明的方案1中所记载的同步装置具备：信号接收部3，从外部接收多载波信号作为外部接收信号，且每隔采样间隔对该外部接收信号进行采样；及
相关处理部5，进行规定的采样数据与所述外部接收信号的采样数据的相关运算，所述同步装置的特征在于还具备：
信号生成部2，设定为了生成规定的信号类别的多载波信号而所需的子载波数、同步符号的信息、信号生成运算符及运算的顺序，根据按照所述顺序的所述信号生成运算符的运算、所述子载波数及所述同步符号的信息，将在与所述子载波数相应的符号中嵌入有所述同步符号的多载波信号作为内部发送信号来生成；
时序数据转换部4，每隔采样间隔对通过所述信号生成部生成的内部发送信号进行采样，并将以所述采样间隔来错开的所述内部发送信号的采样数据作为所述规定的采样数据而输出至所述相关处理部；
STO定时检测部6，将基于所述相关处理部的相关运算的相关值成为最大的位置作为STO(符号定时偏差(Symbol Timing Offset))定时来进行检测；
第1FFT部7，对所述外部接收信号的采样数据进行快速傅里叶变换处理；
第2FFT部8，对所述内部发送信号的采样数据进行快速傅里叶变换处理；
差分运算部9，运算通过所述第1FFT部获得的所述外部接收信号的每一子载波的相位与通过所述第2FFT部获得的所述内部发送信号的每一子载波的相位的差分；
校正控制部10，以检测出通过所述差分运算部运算出的所述STO定时的状态下的所述每一子载波的相位的差分作为校正量来添加的方式对所述信号生成部进行校正控制，
所述外部接收信号为与所述内部发送信号相同的信号类别的多载波信号。
方案2中所记载的同步装置的特征在于，在方案1的同步装置中，
所述信号生成部2具备：脚本构成部11，获取多载波信号的信号类别及子载波数，且设定为了生成所述信号类别的多载波信号而所需的信号生成运算符及运算的顺序；及
执行部12，获取与所述子载波数相应的数量的输入信号，并通过按照所述顺序进行所述信号生成运算符的运算，从所述输入信号生成多载波信号，
所述信号生成运算符为赋予由表示所述顺序的后缀k特定的时间特性、频率特性或穿通/零特性的操作符(Ak，Bk)，
所述操作符Bk还可以是输入信号向量U的映射用转换操作符，
所述操作符Ak将表示多载波信号的生成过程信号的状态变量Xk(k＝1、……、K)设为作用对象，
按照所述后缀k，并且按照下述式(1)的递推公式使所述操作符(Ak，Bk)重复发挥作用，由此生成所述规定的多载波信号。
[数式1]
Xk＝AkXk-1+BkU 式(1)
方案3中所记载的同步装置的特征在于，在方案2的同步装置中，
所述脚本构成部11获取附加于多载波信号的特性，并设定为了附加特性而所需的特性附加运算符及运算的顺序，
所述执行部12按照所述顺序进行所述特性附加运算符的运算，由此对所生成的多载波信号附加特性，
所述特性附加运算符为对所述生成过程信号赋予传送路径失真、信号评价、穿通及零等装置评价中所需的特性的操作符(Ck，Dk)，
所述操作符Dk还可以是干扰噪音V的操作符，
按照所述后缀k，并且按照下述式(2)的递推公式使所述操作符(Ck，Dk)重复发挥作用，由此生成赋予了所述规定的特性的评价用多载波信号。
[数式2]
Y＝CkXk+DkV 式(2)
方案4中所记载的同步装置的特征在于，在方案2～3中任一项的同步装置中，
将所述状态变量Xk分割为多个向量Xd1k、Xd2k，分别对所分割的状态变量的向量Xd1k及其他向量Xd2k适用所述式(1)，由所述分割的状态变量的向量Xd1k生成第1生成过程信号Xd1k(k＝1、……、K)，由所述其他向量Xd2k生成第2生成过程信号Xd2k(k＝1、……、K)，所述第1及第2生成过程信号为频率轴上或时间轴上的生成过程信号，并且在频率轴上生成连结了Xd1k(k＝K)与Xd2k(k＝K)的生成过程信号Xk_New1，而在时间轴上生成将Xd1k(k＝K)与Xd2k(k＝K)进行相加的生成过程信号Xk_New2。
方案5中所记载的同步装置的特征在于，在方案4的同步装置中，
在所述生成过程信号Xk_New1或对所述生成过程信号Xk_New2中适用所述式(1)而生成信号。
方案6中所记载的同步装置的特征在于，在方案5的同步装置中，
对在所述生成过程信号Xk_New1或所述生成过程信号Xk_New2中适用所述式(1)而生成的信号，进一步适用所述式(2)而生成多载波信号。
方案7中所记载的同步装置的特征在于，在方案4的同步装置中，
在时间轴上，对根据第1符号并按照所述式(1)经k＝1到K为止的生成过程而生成的第1多载波信号Xclk(k＝K)连结由位于所述第1符号之后的第2符号并按照所述式(1)经与所述第1多载波信号不同的k＝1到K为止的生成过程而生成的第2多载波信号Xc2k(k＝K)，以产生生成过程不同的多个信号。
方案8中所记载的同步装置的特征在于，在方案2～7中任一项的同步装置中，
通过所述脚本构成部(11)设定的所述信号生成运算符及所述运算的顺序中，
在k＝p1的生成过程中Bp1为所述U的映射用转换操作符，
在k＝p2的生成过程中Ap2为傅立叶逆变换的运算符，
当存在同步用CP时，追加k＝p3的生成过程，所述k＝p3的生成过程中的信号生成运算符Ap3为附加同步用CP的操作符，且1≤p1＜p2＜p3＜N，
当进行滤波处理时，追加k＝p4的生成过程，所述k＝p4的生成过程中的信号生成运算符Ap4为附加滤波处理的操作符，且p4＜p2、p4＜p3或p2＜p4，
当进行Windowing处理时，追加k＝p5的生成过程，所述k＝p5的生成过程中的信号生成运算符Ap5为附加Windowing处理的操作符，且为p4＜p5＜N，
Ap1＝Bp2＝Bp3＝Bp4＝Bp5＝0，
所述脚本构成部根据所述同步用的CP的有无、所述滤波处理的有无或Windowing处理的有无组合所述操作符，由此设定所述信号生成运算符及所述运算的顺序。
方案9中所记载的同步装置的特征在于，在方案2～8中任一项的同步装置中，
所述校正控制部10将以向量来表示每一子载波的状态变量的状态向量设为Xk，将输出向量设为Y，将所述状态变量中所使用的操作符设为Ak、Bk、Ck、Dk，将以向量来表示所述每一子载波的输入信号的输入向量设为U而进行所述式(1)、(2)的运算，并且在进行快速傅立叶逆变换或离散时间傅立叶逆变换的前阶段，根据使用了由所述校正量制作的校正操作符Op(FC)的下述式(3)更新所述状态向量。
[数式3]
Xk+1＝Op(FC)*Xk 式(3)
一种同步方法，其特征在于，包括：
设定为了生成规定的信号类别的多载波信号而所需的子载波数、同步符号的信息、信号生成运算符及运算的顺序，并根据按照所述顺序的所述信号生成运算符的运算、所述子载波数及所述同步符号的信息，将在与所述子载波数相应的符号中嵌入有所述同步符号的多载波信号作为内部发送信号来生成的步骤；
从外部接收与所述内部发送信号相同的信号类别的多载波信号作为外部接收信号，并且每隔采样间隔对该外部接收信号进行采样的步骤；
每隔采样间隔对所述内部发送信号进行采样，并输出以规定的采样间隔来错开的所述内部发送信号的采样数据的步骤；
进行所述内部发送信号的采样数据与所述外部接收信号的采样数据的相关运算的步骤；
将基于所述相关运算的相关值成为最大的位置作为STO定时来进行检测的步骤；
对所述外部接收信号的采样数据进行快速傅里叶变换处理的步骤；
对所述内部发送信号的采样数据进行快速傅里叶变换处理的步骤；
运算通过所述快速傅里叶变换处理获得的所述外部接收信号的每一子载波的相位与通过所述快速傅里叶变换处理获得的所述内部发送信号的每一子载波的相位的差分的步骤；及
以检测出所述STO定时的状态下的所述每一子载波的相位的差分作为校正量而添加的方式对所述内部发送信号的生成进行校正控制的步骤。
发明效果
根据本发明，以控制量提取外部通信环境的失真的影响，将此时的控制量转换为状态空间表现形式的状态量并直接接入而进行反馈，由此能够获取灵活且效率良好的同步电路及同步方法。并且，能够以数值获取控制量，并编入于状态空间的状态变量，因此能够获取通信环境的数学模型，从而能够提供包含了环境的新的信号产生模型。
附图说明
图1是表示本发明所涉及的同步装置的概略结构的框图。
图2是表示内置于本发明所涉及的同步装置的信号生成部的一例的概略结构图。
图3是表示多载波信号的一例的图。
图4是表示分配步骤的一例的说明图。
图5是表示输入向量的一例的图。
图6是表示状态变量及脉冲响应的一例的图。
图7是表示基于1个符号内分割的信道复用的概略说明图。
图8是表示多载波信号的分类表的一例的图。
具体实施方式
以下，参考附图对用于实施本发明的方式进行详细说明。
[关于本发明的目的]
本发明为如下方式，即，关于前述实用课题，对于5G中所期待的基于各种OFDM(正交频分复用技术)的调制方式，在同步电路中内置产生各种调制波的信号产生模型，并将该信号产生模型作为成套设备，根据实际外部接收信号，利用2个控制机构采取同步，是基于将控制规则视为外部接收信号的观点的技术。
本发明的主要目的在于，对NR(新无线电技术(New Radio))中期待利用的方法进行统一化，利用基于作为调制方式构成为SDR(软件定义无线电(SoftWare DefinedRadio))的方式的通用信号产生模型，以提供通用的接收侧的同步方式。
[关于本发明的概要]
在本发明中，为了实现上述目的而与各种通信方式的同步对应，在信号产生模型中采用利用了能够构成SDR(SoftWare Defined Radio)的状态空间模型的描述的信号生成部。并且，在控制机构中，将信号发生部作为成套设备，将外部接收信号作为控制规则，对控制对象即信号发生部加以控制，制作与外部接收信号等效的信号为同步的方针，检测出的控制量成为向用于同步的外部接收信号的校正量。
在此，基于OFDM的同步为由信号序列构成的流信号，因此检测符号的适当位置成为重点。CP-OFDM中有通过CP能够恢复同步的结构(能够缩短处理时间，但传送效率反而下降)，但即使在没有CP的情况下，采取同步也很重要。
基于OFDM的信号的同步通过实施STO及CFO校正来进行。STO(符号定时偏差(Symbol Timing Offset))为，时序信号的传送定时:1个符号的时间：T＝1/(子载波频率间隔)、Ts＝T/子载波数：相当于1个符号时，1Ts的分辨率间隔上的位置校正。
并且，CFO(载波频率偏差(Carrier Frequency Offset))需要1Ts以内的控制，通过观察子载波的相位状态来求出。关于此，能够通过基于FFT的解调来执行，通过FFT的复数输出的相位旋转来求出。
而且，在同步符号中使用也在3GPP·4G中使用，且自相关较强，并且同步的相关处理非常优异的CAZAC序列符号。
若进一步进行说明，则在基于OFDM的同步系统的情况下，实际上，从发送装置以规定的调制方式发送，以传播频率进行载波调制之后，通过传送介质，接收与时间频率特性相关的失真而到达接收装置。即，当到达了接收装置时，认为收到由发送波形及通信环境而引起的影响。
因此，同步方式中，准备响应于由发送波形及通信环境而引起的影响的变动份的接收功能成为极为实用的构成方针。在此，在本发明的同步方式中，作为信号产生模型准备信号生成部，若使用控制语言，则将信号生成部作为控制对象，采用对STO进行前馈控制的方式，对CFO进行反馈控制的方式。STO能够设为通过相关器运算进行最佳值搜索，并将CFO控制量反馈至状态变量的方式，因此该信号产生模型内置的方式是极为统一的方法。
关于作为基于状态空间表示的信号产生模型的信号生成部，例如在基于OFDM的方式的情况下，当将状态变量x设为向量表示的状态向量X，将为了生成多载波信号而所需的信号生成运算符设为Ak、Bk、Ck、Dk，将以向量来表示每一子载波的输入信号的输入向量设为U，将以向量来表示每一子载波的干扰的干扰向量设为V，将输出向量设为Y，则能够以Xk＝AkXk-1+BkU及Y＝CkXk+DkV的表示式来进行统一化。
而且，通过状态空间表示，能够进行基于OFDM的NR(3GPP等)中所提出的调制波的统一分类。能够统一表示是指能够实现如SDR那样的通用结构。
例如，能够将UF-OFDM、FBMC、CP-OFDM、W-OFDM等的调制由时序k和系统矩阵(A，B，C，D)at k的组合来分类表示。它们在状态变量Xk中插入操作符Op(Ak，Bk，Ck，Dk中某一个)，并成为Op*Xk的处理格式。
另外，在基于OFDM的调制中，欲发送的符号序列映射于被指定的调制方式。例如，根据预先设定的调制方式(QPSK，QAM等)，能够进行二维空间的(I，Q)信号的组集合。在基于OFDM的调制中，将这些集合组映射于频率轴，在基于某一时间的定时形成1个符号。若对该信号进行离散时间傅立叶逆变换，则输出时间序列。而且，在设定频率轴的信息时，则确定载波间隔、子载波数的配置，若在输出信号时赋予物理时间间隔，则自然确定子载波的物理频率。
[关于同步装置的结构]
如图1所示，本实施方式的同步装置1概略构成为具备信号生成部2、信号接收部3、时序数据转换部4、相关处理部5、STO定时检测部6、第1FFT部7、第2FFT部8、差分运算部9及校正控制部10。以下，对各部的结构进行说明。
首先，参考图2对作为基于状态空间表示的信号产生模型的信号生成部2进行说明。图2表示实施方式所涉及的信号生成部2的一例。信号生成部2生成与后述的外部接收信号相同类别且在规定的符号中嵌入有CAZAC序列的同步符号(自相关较强的复数序列)的多载波信号，具备作为执行部12而发挥功能的CPU，对由符号序列构成的输入信号u输出由多载波信号构成的输出信号y。信号生成部2具备存储状态变量及运算矩阵的存储器13。信号生成部2具备输入输出部16及用于进行远程控制的通信IF17。
输入输出部16输入输入信号u，并输出输出信号y。各结构通过数据连接总线及控制总线连接。输入输出部16除了数据的输入输出功能以外，还可以具有数据格式、代码、序列等符合RF调制部固有的接口的功能。
在输入输出部16输入多载波信号的信号类别。信号类别与后述的外部接收信号相同，例如能够例示UF-OFDM、CP-OFDM、FBMC、滤波器OFDM、GFDM及Windowing-OFDM。在输入输出部16根据后述的外部接收信号输入子载波数、调制方式、滤波方式及有无同步信号等为了生成多载波信号而所需的任意信息。
信号生成部2所具备的CPU还作为脚本构成部11而发挥功能。脚本构成部11构成生成多载波信号时的脚本，并按照脚本控制执行部12。执行部12使用脚本构成部11设定的操作符，执行运算处理。Mapper(映射)输入转换部14具有将由所希望的符号序列构成的输入信号u的各元素转换为与规定的调制方式对应的(I，Q)信号对。
输入信号u具有赋予用于转换为正弦波的振幅相位信息的振幅相位信息的部分(以下，将其称为一次调制。)。关于一次调制，可以是数字信号1/0，也可以不是如1/0信息那样的矩形状的带宽较宽的信号。因输入信号u不是矩形状的带宽较宽的信号，能够减少信号所占的占有带宽。
例如，当使用6比特的输入信号u时，将由起初的3比特生成的8组数值设为I，将由接下来的3比特生成的8组数值设为Q，而在二维映射图上进行转换。在该情况下，能够形成8*8的64个映射点。其为映射器的功能动作，若通过IFFT(快速傅立叶逆变换)对该(I，Q)对进行转换，则能够实现赋予了振幅相位信息的多个正弦波：子载波重叠的时序。其为OFDM信号。
多载波信号能够以将频率作为维数的矩阵来表示。在此，按每一子载波分配输入信号u，如下所示，将以向量来表示输入信号u及输出信号y的输入向量U及输出向量Y由下述式(7)来表示。
[数式7]
在此，i＝0、1、……、N-1为子载波。以下，为了便于理解，对子载波数N主要为4个的情况进行说明。
输入向量U为由1/0构成的任意的符号序列。脚本构成部11使用与所生成的多载波信号相应的输入向量U。在图3中示出多载波信号的一例。通过脚本构成部11选择输入向量U，信号生成部2能够按每一符号生成滤波器多载波通信方式中所使用的任意多载波信号。所生成的多载波信号可以是前导信号Spab，也可以是控制信号，还可以是有效负载信号。有效负载信号可以包含导频信号Splt。与所生成的多载波信号相应的输入向量U可以使用数值转换用操作符生成。
若将生成多载波信号时对输入向量U进行的任意运算处理设为操作符AR，则运算处理能够以ARU来表示。在滤波器多载波信号通信方式中，以调制频率复用滤波的顺序进行处理，因此需要进行多次运算处理直至生成输出信号y。于是，使用状态变量x。以向量表示状态变量x的状态向量X例如能够以下述式(8)来表示。
[数式8]
Xk＝AkXk-1+BkU 式(8)
式(8)中的Ak为表示需对状态向量X实施的运算处理的操作符。操作符Ak及Bk作为为了生成多载波信号而所需的信号生成运算符而发挥功能。信号生成运算符为赋予由表示顺序的后缀k特定的时间特性、频率特性或穿通/零(Thru-Zero)特性的操作符Ak及Bk。另外，操作符Bk可以是输入信号向量U的映射用转换操作符。
式(8)为由后缀k特定的各时刻下的状态空间表示式。其中，k＝0的状态向量X0均为“0”矩阵(以下，标记为{0}。)。通过根据所生成的信号改变操作符Ak及Bk，能够生成任意多载波信号。使用操作符Ak及Bk而作为生成过程信号依次导出状态向量Xk，并在适当k的时刻生成输出向量Y。
在多载波通信方式的信号评价试验环境阶段，优选对多载波信号添加通信环境特性而能够进行评价。于是将输出向量Y以下述式(9)来表示。
[数式9]
Y＝CkXk+DkV 式(9)
在此，式(9)中的Ck为表示需对状态向量实施运算处理的操作符，V为表示各子载波的干扰v的干扰向量，Dk为表示需对干扰向量实施的运算处理的操作符。操作符Ck及Dk作为为了对多载波信号附加特性而所需的特性附加运算符而发挥功能。特性附加运算符为对生成过程信号Xk赋予传送路径失真、信号评价、穿通、零等装置评价中所需的特性的操作符Ck及Dk。由此，能够生成附加了传送路径特性及干扰的多载波信号。
当不考虑传送路径特性及干扰时，操作符Ck成为单位矩阵(以下，标记为{E}或E。)，DkV成为{0}。通过根据所生成的信号改变操作符Ck及Dk，能够生成欲进行评价的任意多载波信号。
各操作符不是数学上确定的操作符，而是通过输入输出设计来确定。脚本构成部11根据所生成的多载波信号，改变执行部12使用的操作符。例如，脚本构成部11为了生成多载波信号，以调制频率复用滤波的顺序改变操作符Ak及Bk。
作为信号生成运算符而发挥功能的操作符例如能够例示以下。
MM：对与调制方式相应的符号点映射输入信号u的操作符。
MT：进行时间轴符号复用的操作符。
调制方式为任意，例如为16QAM(正交幅度调制(Quadrature AmplitudeModulation))。当为1个符号以I轴及Q轴的直角坐标上的符号点来表示的调制方式时，输入信号u的符号序列能够以u＝(uI(i)，uQ(i))(i＝0、1、2、……)对来表示(i为符号序列的编号)。在此，假设转换输入信号u后的结果，而分为I成分及Q成分来进行了例示。在此，分别进行程序化运算。
输入向量U例如由下述式(10)表示。当与式(10)的右边相符时，能够用下述式(11)进行转换。
[数式10]
[数式11]
操作符MM例如由下述式(12)表示。
[数式12]
式(12)的程序化运算是指，按照常规矩阵的乘法运算，b0作用于uI(0)，uQ(0)。此时，如下述式(13)，按照调制方式将(uI，uQ)值分配于(I，Q)数值。将分配方法的步骤示于图3中。
[数式13]
通过导出UI(i)+jUQ(i)，能够按各子载波i将输入信号u(i)映射于符号点上。通过按调制方式确定构成操作符MM的b，能够导出与任意调制方式对应的U(i)＝UI(i)+jUQ(i)的值。因此，能够通过任意的调制方式映射输入向量U中所包含的各输入信号u。
例如，当调制方式为16QAM时，若将输入向量U以pij来表示，则bij成为图5所示表格。图中的括弧表示(I，Q)成分。对象的调制方式为BPSK、QPSK、Mary-QAM及Offset QAM。
操作符MT例如由式(14)表示。
[数式14]
作为信号生成运算符而发挥功能的操作符例如能够例示以下。
TiFFT：进行快速傅立叶逆变换的操作符。
TiDFT：进行离散时间傅立叶逆变换的操作符。
TFFT：进行快速傅里叶变换的操作符。
TDFT：进行离散时间傅里叶变换的操作符。
离散时间傅立叶逆变换及傅里叶变换分别由下述式(15)、(16)表示。
[数式15]
[数式16]
其中，W＝exp(-j2π/N)被称为旋转因子。N为变换元素的总数，n、k分别理解为与时序、频率列对应的变量。离散采样时间以1来进行标准化。
操作符TFFT例如由下述式(17)表示。表示N＝4的情况。w为旋转因子。
[数式17]
进行离散时间傅立叶逆变换的操作符TiDFT成为如下述式(18)。表示N＝4的情况。
[数式18]
操作符TFFT具有TiFFT的逆矩阵TiFFT -1的关系，进行离散时间傅立叶逆变换的操作符TiDFT具有TDFT的逆矩阵TDFT -1的关系，且能够使用。
作为信号生成运算符而发挥功能的操作符例如能够例示以下。通过使用这些滤波器，能够实现OOB(带外数据(Out-of-band))的减少及对滤波器方式的对应。
FU：利用频域对每一子载波进行滤波处理的操作符。
FP：对多个子载波的时序格式信号进行滤波处理的操作符。
FPR：进行循环卷积滤波处理的操作符。
FPPN：对多个子载波进行多相格式的滤波处理的操作符。
FDET：按各滤波数据改变输出定时，而进行沿时间传送方向排列的处理的操作符。
FC：进行滤波的频率特性校正的操作符。
Fβ：是预处理中所需的系数操作符，是到来iFFT的前级部的系数复数乘法。成为与上述FC等效的结构。另外，β为F的后缀。
操作符FU为频域中的滤波操作符，例如由下述式(19)表示。
[数式19]
在此，fU为复数，赋予子载波的频率相位特性而进行滤波。fU表示滤波器的频率响应。
另一方面，若将时域中的滤波器的脉冲响应设为g(i)，则在离散时间下具备M个抽头滤波器时，滤波后的输出在离散区域中由下述式(20)的卷积和表示。
[数式20]
其中，m＝0、1、2、……、M-1，xk-1(i)的i为i＝0、1、2、……、N-1，Xk(j)的j为j＝0、……、M+N-2。
例如，当M＝3，且i＝0、1、2时的输出xk(0)、xk(1)、xk(2)成为以下。
[数式21]
xk(0)＝xk-1(0)g(0)
xk(1)＝xk-1(0)g(1)+xk-1(1)g(0)
xk(2)＝xk-1(0)g(2)+xk-1(1)g(1)+xk-1(2)g(0)
将此时的状态变量x2(i)及脉冲响应g(i)的一例示于图6中。
例如，若以g(i)滤波器的抽头长度为3的情况为例，则操作符FP由下述式(22)表示。
[数式22]
以循环卷积进行时域的滤波的操作符即FPR例如成为下述式(23)。其中，g(i)为滤波器的脉冲响应，xk-1(i)的i为i＝0、1、2、……、N-1，Xk(j)的j为j＝0、……、n，n＝N。
[数式23]
在下述式(24)中，操作符FPPN具有对时序数据的多相滤波的作用。
[数式24]
ppi(ZM)为带延迟运算符的操作符，且以下述式(25)的方式构成。在式(25)中，M＝4且K＝4，表示具有脉冲系数g的滤波器长度为KM＝16时的多相结构的情况。相对于xk-1，z-M为延迟运算符，表示利用M定时后的数据。
[数式25]
ppi(ZM)＝g(i)+g(i+M)z-M+g(i+2M)z-2M+g(i+3M)z-3M式(25)
K＝4时的K具有下述式(26)的关系。
[数式26]
其中，q＝1～K。
操作符FDET例如由下述式(27)表示。
[数式27]
在此，z-1为延迟运算符。在数据中该延迟单位沿时序排列。
操作符FC为基于滤波处理的频率振幅相位校正用操作符，例如由下述式(28)表示。fc为表示每一子载波的滤波器的逆特征的复数。
[数式28]
操作符Fβ例如由下述式(29)表示。作为预处理而按每一子载波乘以调整用系数时使用。β为复数。
[数式29]
作为信号生成运算符而发挥功能的操作符例如能够例示以下。
SCP：进行同步用CP(循环前缀(Cyclic prefix))的附加的操作符。滤波之后进行。
Swin：对数据实施Windowing处理的操作符。
若将CP数设为2，则操作符SCP例如由下述式(30)、(31)表示。
[数式30]
[数式31]
作为特性附加运算符而发挥功能的操作符例如能够例示以下。
ST：附加传送路径的失真的操作符。
SCFO：进行CFO(载波频率偏差(Carrier Frequency Offset))的附加的操作符。
SN：进行噪音附加的操作符。
操作符ST例如由下述式(32)表示。st为表示传送路径失真的复数。另外ST既能够适用于时序也能够适用于频率序列。
[数式32]
操作符SCFO例如由下述式(33)表示。cfo为表示频移的复数。另外SCFO既能够适用于时序也能够适用于频率序列。
[数式33]
操作符SN例如由下述式(34)表示。这假设了利用sn按每一子载波独立噪音序列v赋予振幅相位特性而重叠的模型。另外SN既能够适用于时序也能够适用于频率序列。
[数式34]
信号生成部2通过组合操作符Ak、Bk、Ck及Dk，能够灵活地变更信号类别、子载波数、调制方式、滤波方式及同步信号的有无等。因此，信号生成部2能够以简单地结构生成各种多载波信号。
(实施方式1)
在本实施方式中，对信号生成部2生成多载波信号的例子进行说明。脚本构成部11设定操作符Ak和Bk以及运算的顺序。当作为多载波信号生成UF-OFDM信号时，脚本构成部11作为操作符Ak及Bk设定A1＝{0}、B1＝MM、A2＝TiFFT、B2＝{0}、A3＝FP及B3＝{0}。在本实施方式中，对操作符MM的调制方式为16QAM调制方式的情况进行说明。
·初期
脚本构成部11将输入向量U输入于执行部12。本实施方式的调制方式为16QAM调制方式，因此脚本构成部11将式(10)所示的输入向量U输入于执行部12。
·k＝1
脚本构成部11指定A1＝{0}、B1＝MM。本实施方式的调制方式为16QAM调制方式，因此脚本构成部11将符号点成为16处的操作符MM输入于执行部12。执行部12作为执行部而发挥功能，通过使用该操作符计算出式(8)，导出状态向量X1＝MMU。
·k＝2
脚本构成部11指定A2＝TiFFT、B2＝{0}。执行部12作为执行部而发挥功能，通过使用该操作符计算出X2＝TiFFT*X1＝TiFFT*(MMU)，导出状态向量X2。
适用了操作符TiFFT，因此状态向量X2变成成为多载波的向量信号序列。在此，傅立叶逆变换运算中可以乘以常系数。
·k＝3
脚本构成部11指定A3＝FP、B3＝{0}。执行部12作为执行部而发挥功能，通过使用该操作符计算出X3＝FP*X2＝FP*TiFFT*(MMU)，导出状态向量X3。
适用了操作符FP，因此状态向量X3变成成为滤波器多载波的向量信号序列。在该时刻，完成UF-OFDM信号的1个符号。
·k＝4
脚本构成部11指定C4＝{E}、D4＝{0}。执行部12作为执行部而发挥功能，通过使用该操作符计算出Y＝EX3，导出输出向量Y。
有时校正基于操作符FP的滤波器的振幅相位失真。在该情况下，k＝2之前，作为操作符A2实施操作符FC。在该情况下，状态向量X2～X4成为如下。
X2＝FC*X1＝TiFFT*(MMU)
X3＝TiFFT*X2＝TiFFT*FC*(MMU)
X4＝FP*X3＝FP*TiFFT*FC*(MMU)
Y＝EX4
在此，虽然是频率特性的校正，但制作FP*TiFFT*E(E为单位矩阵)，并根据TFFT(FP*TiDFT*E)，能够计算各子载波的频率失真值。若使用该值的倒数、校正值而输入式(19)所示的FU元素，则校正处理在该系统内被关闭而能够进行计算。也可以将由在发送脚本中利用以下实施方式3中叙述的观测方程式而运算出的数值求出的校正值反馈至FU参数。
例如，由Y＝E*FP*E求出输出，根据按由TFFT(Y)求出的每一子载波求出的复数，求出校正值，并代入于FU的每一子载波的元素而能够构成FU。
如此，利用按照脚本构成部11设定的顺序的操作符的组合，能够生成UF-OFDM信号及CP-OFDM信号。例如，使用以下操作符能够生成CP-OFDM、GFDM(广义频分复用(Generalized Frequency Division Multiplexing))、FBMC(滤波器组多载波(FilterBank MultiCarrier))等非专利文献中所公开的方式的信号生成。
当为CP-OFDM时，使用B1＝MM、A2＝TiFFT、A3＝SCP、A1＝B2＝B3＝{0}。
当为Windowing-OFDM时，使用B1＝MM、A2＝TiFFT、A3＝SCP、A4＝SWIN、A1＝B2＝B3＝{0}。
当为GFDM时，使用B1＝MM、A2＝MT、A3＝FPR、A4＝TiDFT、A5＝SCP、A1＝B2＝B3＝{0}。
当为进行频域的滤波的FBMC时，使用B1＝MM、A2＝FU、A3＝TiFFT、A1＝B2＝B3＝{0}。
当为进行时域的滤波的FBMC时，使用B1＝MM、A2＝Fβ、A3＝TiFFT、A4＝FPPM、A5＝FDET、A1＝B2＝B3＝{0}。
如上所述，实施方式所涉及的信号生成部2通过使用操作符的组合，能够构建各方式的多载波信号。
(实施方式2)
在本实施方式中，对信号生成部2生成改变了特性的多载波信号的例子进行说明。当生成改变了特性的多载波信号时，脚本构成部11除了操作符Ak及Bk以外，还设定操作符Ck和Dk以及运算的顺序。脚本构成部11例如设定Ck＝ST、Dk＝SN。
当脚本构成部11设定了Ck＝ST、Dk＝SN时，在实施方式1中说明的k＝4中，脚本构成部11将操作符Ck＝ST、Dk＝SN及干扰向量V输入于执行部12。通过使用这些操作符计算Y＝STX3+SNV，导出输出向量Y。
当除了传送路径的失真以外还附加CFO时，在实施方式1中说明的k＝4中，脚本构成部11将操作符C1＝SCFO、C2＝ST、D4＝AN及干扰向量V输入于执行部12。在该情况下，成为输出向量Y＝STSCFOX3+ANV。
如此，通过设定操作符Ck、Dk及干扰向量V，能够生成附加了传送路径特性及干扰的多载波信号。
(实施方式3)
在本实施方式中，信号生成部2中所具备的CPU还作为评价部15而发挥功能。评价部15进行多载波信号的评价。当进行多载波信号的评价时，脚本构成部11设定多载波信号的评价中所使用的信号分析运算符即操作符G及运算的顺序。
·初期
脚本构成部11将多载波信号作为接收向量R输入于评价部15。此时，脚本构成部11为了将多载波信号转换为频域的序列信号而设定操作符TFFT。评价部15计算TFFT*R。
·k＝1
脚本构成部11将操作符G指定于评价部15。评价部15计算G*(TFFT*R)。
作为操作符G例如能够例示以下。
GCCDF：进行CCDF(互补累计分布函数(Complementary Cumulative DistributionFunction))处理的操作符。由此，能够形成接收信号的振幅概率分布。CCDF与PAPR(峰值平均功率比(Peak to Average Power Ratio))评价等效。
GCS：进行星座(constellation)处理的操作符。星座处理包含按子载波的平均、分散、EVM(误差向量幅度(Error Vector Magnitude))。还能够按群集(信号空间图表的信号点)适用。
若将振幅概率分布(CDF：Cumulative Distribution Function(累积分布函数))设为fCDF，则CCDF由fCCDF＝1-fCDF求出。若将以向量来表示各载波的fCCDF的函数设为FCDF，则操作符GCCDF例如由下述式(35)表示。fCCDF操作符的j表示级别到j为止的振幅概率分布。检测接收级别位于预先确定的级别刻度的哪一位置，并通过将检测出的预先确定级别的COUNT增加+1，求出频度，以从高级别进行累积而求出振幅分布。
[数式35]
fCCDF根据以下。z为时间推进操作符，k为数据的个数，j为振幅级别的指数，Lj为振幅级别。
[数式36]
操作符GCS例如由下述式(37)表示。下标k假设了接收向量按时序到来的情况。
[数式37]
在星座处理中，当求出每个子载波的平均时，例如，进行下述式(38)的运算。
[数式38]
在星座处理中，但求出每个副载波的EVM时，例如，进行以下运算。
[数式39]
其中，Ik及Qk表示预先设定的基准值。
以该评价值为基础，变更状态向量X的操作符的内部参数，由此能够获取所希望的参数。并且，根据基于评价的结果进行反馈，包含该反馈值及预先对应的操作符的内部参数，能够更新系统的操作符功能。由此，能够更新实际系统中所适用的内容。
并且，若观察Y＝L(MMU)，则可求出L。例如，关于FPP*TiDFT*FU等，当该L具有正则性质时，能够计算逆矩阵，作为MMU＝L-1Y，能够求出MMU。当不是正则时，也能够计算虚拟逆矩阵来求出。
以上，是对每个符号的运算，但也能够适用于多个符号。在该情况下，能够通过将状态变量矩阵沿列方向增大来实现。
作为与该增大作用相同的构成法，有1个符号内的基于分割的信道复用的构成法。状态变量Xk的向量为将符号序列映射于复数值的状态。通常，OFDM信号中，配置于频率轴上。为了实现从该状态生成多种信号，分割为称为信道的信息单位，并将按每一信道信号结构及方式不同的复用信号生成的结构例示于图7中。
例如，如图7所示，将状态变量Xk两分为Xd1k及Xd2k，分别对Xd1k及Xd2k按照实施方式1中说明的各方式的生成方法等，将操作符Ak、Bk适用于图7的A11、B11、……。
当Xd1k及Xd2k为不同的调制映射时，在按每一信道形成OFDM_1、OFDM_2的信号Xd1k、Xd2k之后，通过在时间轴上连结(相加)，生成Xk_New2，而且，通过形成能够修正传送路径用失真的CP附加的操作符Ak_New2、Bk_New2，能够生成映射方式内容不同的信道复用的信号。另外，子载波间隔不同的2个信道复用的情况也相同。
并且，对于Xd1k及Xd2k，形成多载波信号方式不同的信号生成过程信号Xd1k、Xd2k时的信道复用化中，分为频率轴上的情况及时间轴上的情况，而统一了轴维的连结作用是必须的，这是因为为了信号同步分离而确保正交性。
因此，在兼备不同方式的时间轴上或频率轴上的基础上，进行连结。例如，CP-OFDM及UF-OFDM的生成过程信号的输出在时间轴上，因此通过Xk_New2的路径进行连结(和)。
并且，当为CP-OFDM及UF-OFDM时，虽然在时间轴上，但也可以经由从时间轴变更为频率轴的操作符、A1K、B1K、A2K、B2K，通过Xk_New1的路径进行连结。
而且，对于Xd1k及Xd2k，也可以分别在频率轴上生成生成过程信号，并通过Xk_New1的路径，在频率轴上连结Xd1k、Xd2k。
并且，例如，在时间轴上，对由最初(规定)的符号并按照式(1)经k＝1到K为止的生成过程而生成的第1多载波信号Xc1k(k＝K)连接由位于最初的符号之后的符号并按照式(1)经与第1多载波信号Xc1k(k＝K)不同的k＝1到K为止的生成过程而生成的第2多载波信号Xc2k(k＝K)，也能够产生生成过程不同的多个信号。
另外，在实际无线介质中的传送模式下，基本上为时间轴的时序信号，而且，将上述的Xk_New1、Xk_New2设为输入，并根据操作符Ak_New2、Bk_New2，制作生成过程信号，作为时序信号生成信号。但是，图7的Ak_New1、Bk_New1、Ak_New2、Bk_New2的后缀k＝K可以是与式(1)的后缀k＝K相同的值，也可以是不同的值。
(实施方式4)
在本实施方式中，对脚本构成部的动作进行说明。脚本包含信号生成部2能够执行的任意任务。任务例如为信号生成、信号分析、反馈及通信IF。任务中进行处理的信号类别例如为OFDM、CP-OFDM、UF-OFDM、FBMC、GFDM、FilteredOFDM及Windowing-OFDM。
脚本构成部11参考存储有脚本中所需的信息的数据库，并通过序列发生器将这些信息建立关联。脚本构成部11将建立关联的信息转换为执行部12能够执行的格式。由此序列发生器执行已制作的命令。
脚本构成部11所参考的数据库存储多载波信号的信号类别、输入信号的符号序列、同步符号(导频图案、前导)、子载波数、符号数、调制方式及TTI(传输时间间隔(TimeTransmission Interval))等。数据库可以以步骤、多载波信号的信号类别、多载波信号的属性及符号序列等的顺序成为层次结构。
脚本构成部11可以根据来自通信IF17的命令，控制执行部12。例如，脚本构成部11根据从通信IF17输入的命令对数据库中所存储的信息进行追加更新。如此，本实施方式优选成为以规定的命令语言能够进行自外部的远程操作的结构。自外部的远程操作例如为脚本启动、脚本更新及参数更新(符号序列)。
脚本构成部11为了执行信号生成任务而进行设定步骤、设计步骤及执行步骤。在信号生成任务的设定步骤中，信号生成部2获取为了生成多载波信号而所需的信息。为了生成多载波信号而所需的信息例如为信号类别、符号序列、同步符号、子载波数、符号数、进行调制的调制方式、TTI(Time Transmission Interval)、适用滤波器类型、滤波器校正的有无、CP的有无及CP的个数。信息的获取方法为任意，可以从信号生成部2的输入输出部16获取，也可以从通信IF17获取，还可以从数据库读出。
在信号生成任务的设计步骤中，脚本构成部11根据设定步骤中的输入，设定状态向量X的运算中所使用的操作符及其顺序。此时，脚本构成部11还设定操作符的运算中所使用的参数。
在信号生成任务的执行步骤中，使用执行许可标志并通过时变系统进行动作。由此，能够生成所希望的信号类别、所希望的符号序列、所希望的同步符号、所希望的子载波数、所希望的符号数、所希望的调制方式及所希望的TTI的多载波信号。
脚本构成部11为了执行信号分析任务而进行设定步骤、设计步骤及执行步骤。
在信号分析任务的设定步骤中，设定分析内容。分析内容例如为CCDF处理或星座处理。此时，脚本构成部11作为用于接收多载波信号的操作符及参数，从存储器13读出导出输出向量Y为止使用的操作符及参数。
在信号分析任务的设计步骤中，根据设定步骤中的输入，将操作符及其参数设定于评价部15。例如，当在设定步骤中设定了星座处理时，脚本构成部11设定操作符GCS。
当接收信号为由信号生成部2生成的多载波信号时，信号生成部2可以从存储器13读出生成该多载波信号时所使用的操作符及参数。例如，当导出输出向量Y为止使用了操作符TiFFT时，脚本构成部11设定操作符TFFT。
在信号分析任务的执行步骤中，评价部15使用执行许可标志并通过时变系统进行动作。当进行反馈时，再次执行信号生成任务。此时，脚本构成部11更新脚本参数。
如此，信号生成部2能够通过简单的矩阵结构的重复来构成所希望的信号。而且，信号生成部2能够进行信号的评价，通过进行评价结果的反馈，能够用1个装置进行各种参数的评价。而且，信号生成部2能够根据来自远处的指令灵活地应对。
接着，信号接收部3从外部接收与规定的符号中嵌入有CAZAC序列的同步符号的信号生成部2相同的信号类别的多载波信号。通常，在来自该外部的多载波信号中，例如包含传送损失、噪音及外部发送机的不良情况等干扰。信号接收部3将包含该干扰的多载波信号作为外部接收信号而以规定的采样间隔Ts进行采样。该采样数据作为帧长的列数和预先设定的行数的矩阵而存储于相关处理部5。并且，信号接收部3将每隔采样间隔Ts进行采样的采样数据输出至第1FFT部7。
另外，信号接收部3可以是包含对外部接收信号进行与AGC级别调整及发送方式相应的滤波处理的功能的结构。并且，也可以是包含A/D转换器的结构。
时序数据转换部4每隔采样间隔Ts对通过信号生成部2生成的内部发送信号进行采样，并输出以采样间隔Ts错开的内部发送信号的采样数据。该采样数据作为帧长的列数和预先设定的行数的矩阵而存储于相关处理部5。并且，时序数据转换部4将每隔采样间隔Ts进行采样的采样数据输出至第2FFT部8。
相关处理部5例如以下述式(40)进行外部接收信号的采样数据(Ex1、Ex2、……、Exn)与通过时序数据转换部4处理的内部发送信号的采样数据(Ip1、Ip2、……、Ipn)的复数的互相关运算。或者，也可以按照以各相关数据进行了标准化的下述式(41)来进行。另外，下述式(40)、(41)中的*为复共轭运算，||为绝对值的运算。
[数式40]
[数式41]
STO定时检测部6将基于相关处理部5的相关运算的结果获得最大相关值的信号序列设为确定了STO定时的STO信号序列，并作为成为此时的帧的取出位置的STO定时而进行检测。
第1FFT部7对每隔采样间隔Ts从信号接收部3输入的外部接收信号的采样数据进行快速傅里叶变换并解调，并且提取外部接收信号(复信号序列)的振幅相位成分。
第2FFT部8对每隔采样间隔Ts从时序数据转换部4输入的内部发送信号的采样数据进行快速傅里叶变换并解调，并且提取内部发送信号(复信号序列)中的每一子载波的振幅相位成分。
差分运算部9比较通过第1FFT部7提取的外部接收信号的每一子载波的振幅相位成分与通过第2FFT部8提取的内部发送信号的每一子载波的振幅相位成分，并按每一子载波运算振幅相位成分的差分。
校正控制部10以检测出通过差分运算部9运算出的STO定时的状态下的每一子载波的振幅相位成分的差分作为校正量添加于信号生成部2新生成的内部发送信号的方式，通过后述的同步方法对信号生成部2进行校正控制。另外，校正量可以仅是相位成分的差分。
接着，对如上述构成的同步装置1的同步方法进行说明。另外，成为信号收发的前提的通信规格(仅传送观点，其他省略)视为开始通信之前已预先设定。这里所说的通信规格例如有采样间隔Ts、符号长度、子载波数、TTI、帧格式、该同步符号的位置和序列长度(前导长度)及临时调制格式、发送方式：Waveform方式等。
首先，根据通信规格的发送方式设定信号生成部2。此时的输入中，将预先确定的前导长度的序列嵌入于符号。而且，信号生成部2按照通信规格的发送方式，并按照图8的分类表的步骤而将多载波信号作为内部发送信号来生成。
通过信号生成部2生成的内部发送信号在时序数据转换部4中以规定的采样间隔Ts被采样。该内部发送信号的采样数据作为帧长的列数和预先设定的行数的矩阵而存储于相关处理部5。
另一方面，外部接收信号在信号接收部3中以规定的采样间隔Ts被采样。该外部接收信号的采样数据与内部发送信号相同地，作为帧长的列数和预先设定的行数的矩阵而存储于相关处理部5。
在相关处理部5中，按照下述式(42)进行外部接收信号的采样数据的矩阵与内部发送信号的采样数据的矩阵的矩阵运算，并进行采样间隔Ts级别的相关处理。在该采样间隔Ts级别的相关处理中，进行将预先到来的输入前导数据序列In调整为规定的符号单位的帧的外部接收信号与内部发送信号的帧的相关运算而求出相关值。此时，若作为同步符号使用CAZAC序列符号(自相关较强的复数序列)，则自相关最高的相关值时的时序帧成为最可靠的符号帧。即，能够将用下述式(42)的矩阵格式进行了计算的结果的最大值设为最可靠的符号。另外，在下述式(42)中，Xki为内部发送信号的行向量，Inki为外部接收信号的输入向量。
[数式42]
上述式(42)为复相关处理，相关值Cor成为最大值的位置表示最佳的STO。
另外，例如，在下述式(43)中，Ipki为内部发送信号的行向量，Exki为外部接收信号的输入向量。Ipki表示预先准备错开了1个采样时间的定时的信号序列的情况。Exki设为信号序列。*表示复共轭运算。在这些运算中，Ip及Ex可以彼此替换。
[数式43]
而且，STO定时检测部6将基于相关处理部5的相关处理的结果判定为最大相关值的输入序列作为STO定时的STO信号序列来检测，并确定此时的帧的取出位置。
通过以上处理确定的STO信号序列不能判明是最佳还是有调整的余地，因此检测该状态成为反馈控制的环路。
在该反馈控制的环路中，首先，基于FFT分别对基于内部发送信号的发送部输出序列及上述STO信号序列进行解调，以获取每一子载波No的差分。而且，若该差分值大致成为零，则成为可以进行解调的状态。即，只要解调后的EVM值在规定范围内，则能够判断为能够通信的状态。
相对于此，当上述差分值不是大致为零时，需要加以校正。于是，将两者的FFT的每一子载波的差分改变为FC矩阵方式，并以状态变量级别来进行校正处理。
在进行状态变量级别下的校正处理时，首先，进行发送方式的状态空间表示下的分类。如图8所示，多载波信号的发送部能够以状态空间表示来进行分类。在图8中，Ai、Bi的i表示时序的定时。在各发送方式中，从左向右按顺序状态变迁而传送发送数据，考虑发送定时的同时重复一系列动作。例如，当发送方式为CP-OFDM时，以(0，MM)→(TiFFT，0)→(SCP，0)的顺序状态变迁而传送发送数据。并且，当发送方式为GFDM时，以(0、MM)→(MT，0)→(FPR，0)→(TiDFT，0)→(SCP，0)的顺序状态变迁而传送发送数据。
图8的分类表还示出了发送波形的一系列动作。多载波信号的数据序列的单位为符号。而且，若对每一符号进行基于FFT的解调，则按符号的每一子载波No获得复数值，并获得该复数振幅和相位对。若外部接收信号的信号序列与内部发送信号的信号序列的差分在数值上一致，则为0，若存在误差，则成为复数值的残差而显现。这些差分为基于FFT的残差，因此是频域上的事件，以残差的数值制作成为Op(FC)的校正操作符。这成为被称为控制量的数值矩阵。
而且，在上述信号生成部2的状态空间表示的分类表中，关于状态变量X的插入位置，在进行快速傅立叶逆变换的操作符(TiFFT，0)，或进行离散时间傅立叶逆变换的操作符(TiDFT，0)的前阶段，以下述式(44)更新状态变量。然后，按照对分类表的状态变量的index加一之后的表格进行处理，由此产生添加了校正量的发送信号。通过重复进行以上操作直至成为阈值以下而结束校正处理。
[数式44]
Xk+1＝Op(FC)*Xk式(44)
如此，通过重复上述校正处理，能够获取规定的校正量(这里为频域，因此称为CFO校正量)。另外，当第1次校正量为Δ1，第2次校正量为Δ2时，第2次需校正的量为Δ1+Δ2而成为累计相加。
在以上处理中，多载波信号的同步处理结束。在这些处理之后，能够提取STO定时及CFO校正量(包含振幅校正量)，因此通过将所提取的STO定时及CFO校正量适用于实际符号，参考外来影响的基础上能够进行实现同步的解调。
另外，外部接收信号每隔TTI(Transmission Time Interval)到来，因此在能够处理该数据捕获量的范围内，采取内部发送信号的同步而结束解调。
如此，在本实施方式中，以采样间隔Ts进行采样而获取1个符号的外部接收信号，与模型信号即内部发送信号进行相关运算，将在获取了最大相关值的位置上的帧作为STO定时进行检测。由此，帧检测大致得以确定。然后，制作将进一步对外部接收信号及内部发送信号进行了快速傅里叶变换处理的复信号的振幅相位成分(或相位成分)的差分设为校正量的校正操作符Op(FC)，对状态空间的频域中的状态变量乘以Op(FC)而制作下一级的新状态变量，之后执行通过方式确定的通常的状态变量的运算而制作内部发送信号。通过重复执行该处理，确定CFO的校正量，结束同步。而且，在STO及CFO的控制过程中所获得的控制量直接成为校正量，因此只要将STO作为帧检测，将CFO作为逆符号量而对外部接收信号进行校正，便能够获取实现同步的信号。并且，STO及CFO为自发送部的接收部的失真量，只要将该失真量作为收发的失真模型来登录，便能够获得新用例中的数据，从而能够利用于测试设备。
而且，根据本实施方式的同步装置及同步方法，与以后发生的各种通信方式的同步对应，因此能够将信号生成部以状态空间表示来构成，且能够将各种方式变更为SDR方式，在该信号生成部的结构中，将外部信号作为控制规则，并通过前馈控制及反馈控制，能够以控制量来提取外部环境的程度。并且，此时的控制量能够直接接入状态空间表现形式的状态量，因此能够获得灵活且效率良好的同步电路及同步方法。
而且，以数值来获取控制量并编入于状态空间的状态变量，因此能够获取通信环境的数学模型。由此，能够提供包含环境的新的信号产生模型。并且，这些性质利用于实际同步的恢复，并且在信号发生的试验仪中也能够有效利用。
因此，在上述实施方式中，通过时序数据转换部4进行以采样间隔Ts来错开内部发送信号的采样数据的处理，并通过相关处理部5进行基于采样时间单位的时序数据转换处理(粗略转换处理)的采样间隔Ts级别的相关处理，但并不限定于该结构，也能够通过时序数据转换部4进行采样间隔Ts时间内的时序数据转换处理即采样时间单位内的时序数据转换处理(细致转换处理)。并且，该细致转换处理也能够使用式(43)执行与粗略转换处理相同的计算，并通过信号接收部3对外部接收信号进行。另外，当判断出预先到来的时间延迟值时，也能够通过时序数据转换部4或信号生成部2进行基于该值的延迟时间调整。
细致转换处理为计算时序数据的采样点之间的任意位置的值的处理，与采样间隔相同地，以等间隔制作时序数据。即，以采样间隔Ts为基准，制作Ts+mΔT(其中，m为整数)时刻的采样点的时序数据。
具体而言，能够以预先将假设位置进行了系数化的转换系数组及输入信号的卷积计算的矩阵来表示。另外，改变mΔT是指转换系数也相应的适时改变。
而且，例如，将对Sinx/x进行采样的系数设为{g(0)、……、g(n)}，将输入矩阵设为{xk-1(0)、……、xk-1(n)}，则转换系数组成为Toeplitz Matrix of Coefficients型，例如，当为4个数据(4个子载波)时，通过下述式(45)能够计算转换序列。
[数式45]
如此，Xk能够构成从基准序列仅错开mΔT＜Ts的时序信号。而且，例如若将错开ΔT的序列作为Xk1，将错开2ΔT的序列作为Xk2，……而排列时序信号，则由前述式(40)能够获得相关值Cor。另外，Ipki为内部发送信号的行向量，Exki为外部接收信号的输入向量。
信号生成部2、时序数据转换部4、相关处理部5、STO定时检测部6、第1FFT部7、第2FFT部8、差分运算部9及校正控制部10具有包含存储器及CPU的结构，通过执行规定的程序构成为软件架构。
以上，对本发明所涉及的同步装置及同步方法的最佳方式进行了说明，但本发明并不限定于基于该方式的描述及附图。即，本领域的技术人员根据该方式实施的其他方式、实施例及运用技术等均包含于本发明的范畴是显而易见的。
符号说明
1-同步装置，2-信号生成部，3-信号接收部，4-时序数据转换部，5-相关处理部，6-STO定时检测部，7-第1FFT部，8-第2FFT部，9-差分运算部，10-校正控制部，11-脚本构成部，12-执行部，13-存储器，14-Mapper输入转换部，15-评价部，16-输入输出部，17-通信IF，18-显示部。

Claims (10)

1.一种同步装置，其具备：
信号接收部(3)，从外部接收多载波信号作为外部接收信号，且每隔采样间隔对该外部接收信号进行采样；及
相关处理部(5)，进行规定的采样数据与所述外部接收信号的采样数据的相关运算，所述同步装置的特征在于还具备：
信号生成部(2)，设定为了生成规定的信号类别的多载波信号而所需的子载波数、同步符号的信息、信号生成运算符及运算的顺序，根据按照所述顺序的所述信号生成运算符的运算、所述子载波数及所述同步符号的信息，将在与所述子载波数相应的符号中嵌入有所述同步符号的多载波信号作为内部发送信号来生成；
时序数据转换部(4)，每隔采样间隔对通过所述信号生成部生成的内部发送信号进行采样，并将以所述采样间隔来错开的所述内部发送信号的采样数据作为所述规定的采样数据而输出至所述相关处理部；
STO定时检测部(6)，将基于所述相关处理部的相关运算的相关值成为最大的位置作为STO定时来进行检测；
第1FFT部(7)，对所述外部接收信号的采样数据进行快速傅里叶变换处理；
第2FFT部(8)，对所述内部发送信号的采样数据进行快速傅里叶变换处理；
差分运算部(9)，运算通过所述第1FFT部获得的所述外部接收信号的每一子载波的相位与通过所述第2FFT部获得的所述内部发送信号的每一子载波的相位的差分；
校正控制部(10)，以检测出通过所述差分运算部运算出的所述STO定时的状态下的所述每一子载波的相位的差分作为校正量来添加的方式对所述信号生成部进行校正控制，
所述外部接收信号为与所述内部发送信号相同的信号类别的多载波信号。
2.根据权利要求1所述的同步装置，其特征在于，
所述信号生成部(2)具备：脚本构成部(11)，获取多载波信号的信号类别及子载波数，并设定为了生成所述信号类别的多载波信号而所需的信号生成运算符及运算的顺序；及
执行部(12)，获取与所述子载波数相应的数量的输入信号，并通过按照所述顺序进行所述信号生成运算符的运算，从所述输入信号生成多载波信号，
所述信号生成运算符为赋予由表示所述顺序的后缀k特定的时间特性、频率特性或穿通/零特性的操作符(Ak，Bk)，
所述操作符Bk还可以是输入信号向量U的映射用转换操作符，
所述操作符Ak将表示多载波信号的生成过程信号的状态变量Xk设为作用对象，其中k＝1、……、K，
按照所述后缀k，并且按照下述式(1)的递推公式使所述操作符(Ak，Bk)重复发挥作用，由此生成所述规定的多载波信号。
[数式1]
Xk＝AkXk-1+BkU 式(1)。
3.根据权利要求2所述的同步装置，其特征在于，
所述脚本构成部(11)获取附加于多载波信号的特性，并设定为了附加特性而所需的特性附加运算符及运算的顺序，
所述执行部(12)按照所述顺序进行所述特性附加运算符的运算，由此对所生成的多载波信号附加特性，
所述特性附加运算符为对所述生成过程信号赋予传送路径失真、信号评价、穿通及零等装置评价中所需的特性的操作符(Ck，Dk)，
所述操作符Dk还可以是干扰噪音V的操作符，
按照所述后缀k，并且按照下述式(2)的递推公式使所述操作符(Ck，Dk)重复发挥作用，由此生成赋予了所述规定的特性的评价用多载波信号。
[数式2]
Y＝CkXk+DkV 式(2)。
4.根据权利要求2～3中任一项所述的同步装置，其特征在于，
将所述状态变量Xk分割为多个向量Xd1k、Xd2k，分别对所分割的状态变量的向量Xd1k及其他向量Xd2k适用所述式(1)，由所述分割的状态变量的向量Xd1k生成第1生成过程信号Xd1k，其中k＝1、……、K，由所述其他向量Xd2k生成第2生成过程信号Xd2k，其中k＝1、……、K，所述第1及第2生成过程信号为频率轴上或时间轴上的生成过程信号，并且在频率轴上生成连结了Xd1k(k＝K)与Xd2k(k＝K)的生成过程信号Xk_New1，而在时间轴上生成将Xd1k(k＝K)与Xd2k(k＝K)进行相加的生成过程信号Xk_New2。
5.根据权利要求4所述的同步装置，其特征在于，
在所述生成过程信号Xk_New1或对所述生成过程信号Xk_New2中适用所述式(1)而生成信号。
6.根据权利要求5所述的同步装置，其特征在于，
对在所述生成过程信号Xk_New1或所述生成过程信号Xk_New2中适用所述式(1)而生成的信号，进一步适用所述式(2)而生成多载波信号。
7.根据权利要求4所述的同步装置，其特征在于，
在时间轴上，对根据第1符号并按照所述式(1)经k＝1到K为止的生成过程而生成的第1多载波信号Xc1k(k＝K)连结由位于所述第1符号之后的第2符号并按照所述式(1)经与所述第1多载波信号不同的k＝1到K为止的生成过程而生成的第2多载波信号Xc2k(k＝K)，以产生生成过程不同的多个信号。
8.根据权利要求2～7中任一项所述的同步装置，其特征在于，
通过所述脚本构成部(11)设定的所述信号生成运算符及所述运算的顺序中，
在k＝p1的生成过程中Bp1为所述U的映射用转换操作符，
在k＝p2的生成过程中Ap2为傅立叶逆变换的运算符，
当存在同步用CP时，追加k＝p3的生成过程，所述k＝p3的生成过程中的信号生成运算符Ap3为附加同步用CP的操作符，且1≤p1＜p2＜p3＜N，
当进行滤波处理时，追加k＝p4的生成过程，所述k＝p4的生成过程中的信号生成运算符Ap4为附加滤波处理的操作符，且p4＜p2、p4＜p3或p2＜p4，
当进行Windowing处理时，追加k＝p5的生成过程，所述k＝p5的生成过程中的信号生成运算符Ap5为附加Windowing处理的操作符，且p4＜p5＜N，
Ap1＝Bp2＝Bp3＝Bp4＝Bp5＝0，
所述脚本构成部根据所述同步用的CP的有无、所述滤波处理的有无或Windowing处理的有无组合所述操作符，由此设定所述信号生成运算符及所述运算的顺序。
9.根据权利要求2～8中任一项所述的同步装置，其特征在于，
所述校正控制部(10)将以向量来表示每一子载波的状态变量的状态向量设为Xk，将输出向量设为Y，将所述状态变量中所使用的操作符设为Ak、Bk、Ck、Dk，将以向量来表示所述每一子载波的输入信号的输入向量设为U而进行所述式(1)、(2)的运算，并且在进行快速傅立叶逆变换或离散时间傅立叶逆变换的前阶段，根据使用了由所述校正量制作的校正操作符Op(FC)的下述式(3)更新所述状态向量。
[数式3]
Xk+1＝Op(FC)*Xk 式(3)。
10.一种同步方法，其特征在于，包括：
设定为了生成规定的信号类别的多载波信号而所需的子载波数、同步符号的信息、信号生成运算符及运算的顺序，并根据按照所述顺序的所述信号生成运算符的运算、所述子载波数及所述同步符号的信息，将在与所述子载波数相应的符号中嵌入有所述同步符号的多载波信号作为内部发送信号来生成的步骤；
从外部接收与所述内部发送信号相同的信号类别的多载波信号作为外部接收信号，并且每隔采样间隔对该外部接收信号进行采样的步骤；
每隔采样间隔对所述内部发送信号进行采样，并输出以规定的采样间隔来错开的所述内部发送信号的采样数据的步骤；
进行所述内部发送信号的采样数据与所述外部接收信号的采样数据的相关运算的步骤；
将基于所述相关运算的相关值成为最大的位置作为STO定时来进行检测的步骤；
对所述外部接收信号的采样数据进行快速傅里叶变换处理的步骤；
对所述内部发送信号的采样数据进行快速傅里叶变换处理的步骤；
运算通过所述快速傅里叶变换处理获得的所述外部接收信号的每一子载波的相位与通过所述快速傅里叶变换处理获得的所述内部发送信号的每一子载波的相位的差分的步骤；及
以检测出所述STO定时的状态下的所述每一子载波的相位的差分作为校正量而添加的方式对所述内部发送信号的生成进行校正控制的步骤。
CN201810833873.9A 2017-08-04 2018-07-26 同步装置及同步方法 Active CN109391580B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017-151641 2017-08-04
JP2017151641 2017-08-04
JP2018-094411 2018-05-16
JP2018094411A JP6612387B2 (ja) 2017-08-04 2018-05-16 同期装置および同期方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109391580A true CN109391580A (zh) 2019-02-26
CN109391580B CN109391580B (zh) 2021-06-15

Family

ID=65229994

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810833873.9A Active CN109391580B (zh) 2017-08-04 2018-07-26 同步装置及同步方法

Country Status (2)

Country Link
US (1) US10355906B2 (zh)
CN (1) CN109391580B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110417699A (zh) * 2019-05-30 2019-11-05 北京邮电大学 一种基于机器学习的ofdm系统符号定时同步的方法

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3981187A4 (en) * 2019-06-07 2023-02-08 Michel Fattouche INNOVATIVE HIGH CAPACITY COMMUNICATION SYSTEM

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1249099A (zh) * 1996-10-31 2000-03-29 迪维安公司 使用正交频分复用的数字接收机的单片超大规模集成电路实现
US20100246698A1 (en) * 2009-03-26 2010-09-30 Via Telecom, Inc. Synchronization method and apparatus for orthogonal frequency division multiplexing system
CN103117980A (zh) * 2013-01-31 2013-05-22 南京正保通信网络技术有限公司 用于正交频分复用接收机的快速数字自动频率控制方法
US8532201B2 (en) * 2007-12-12 2013-09-10 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for identifying a preamble sequence and for estimating an integer carrier frequency offset
CN104796363A (zh) * 2015-04-24 2015-07-22 清华大学 多输入多输出系统中的窄带干扰估计方法及装置
CN104917599A (zh) * 2015-06-11 2015-09-16 哈尔滨工业大学 同步系统中加权分数傅里叶变换扩时传输方法
CN106953826A (zh) * 2017-04-12 2017-07-14 广西师范大学 一种ofdm信号差分接收方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1249099A (zh) * 1996-10-31 2000-03-29 迪维安公司 使用正交频分复用的数字接收机的单片超大规模集成电路实现
US8532201B2 (en) * 2007-12-12 2013-09-10 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for identifying a preamble sequence and for estimating an integer carrier frequency offset
US20100246698A1 (en) * 2009-03-26 2010-09-30 Via Telecom, Inc. Synchronization method and apparatus for orthogonal frequency division multiplexing system
CN103117980A (zh) * 2013-01-31 2013-05-22 南京正保通信网络技术有限公司 用于正交频分复用接收机的快速数字自动频率控制方法
CN104796363A (zh) * 2015-04-24 2015-07-22 清华大学 多输入多输出系统中的窄带干扰估计方法及装置
CN104917599A (zh) * 2015-06-11 2015-09-16 哈尔滨工业大学 同步系统中加权分数傅里叶变换扩时传输方法
CN106953826A (zh) * 2017-04-12 2017-07-14 广西师范大学 一种ofdm信号差分接收方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110417699A (zh) * 2019-05-30 2019-11-05 北京邮电大学 一种基于机器学习的ofdm系统符号定时同步的方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20190044780A1 (en) 2019-02-07
US10355906B2 (en) 2019-07-16
CN109391580B (zh) 2021-06-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101090386B (zh) 一种基于滤波器组的分块传输系统频域解调装置及其方法
CN112532368B (zh) 基于序列的信号处理方法及信号处理装置
CN109889464A (zh) 传输数据的方法和用户设备
CN101815042A (zh) 一种正交频分复用系统信道估计方法和装置
CN106576092A (zh) Fbmc信号的发送方法、接收方法和发射机以及接收机
EP3249824B1 (en) Data transmission method and apparatus
JP5486734B2 (ja) シングルキャリア通信システムにおける送信信号生成装置および方法
CN101222268A (zh) 连续频分多址系统跳频发射机、接收机装置及其跳频方法
CN109391580A (zh) 同步装置及同步方法
Gaspar et al. GFDM-A Framework for Virtual PHY Services in 5G Networks
CN108600143B (zh) 可抑制多载波索引调制系统papr的部分传输序列方法
CN108737055A (zh) 用于异步ofdma/sc-fdma的方法及设备
CN108781197A (zh) 用于减小连接块参考信号设计中的立方度量的方法和设备
CN102387101A (zh) 数据发送、接收及传输方法、装置和系统
US8155166B2 (en) Reducing inter-carrier-interference in OFDM networks
CN107204952A (zh) 一种滤波ofdm系统的子带滤波处理方法
JP6612387B2 (ja) 同期装置および同期方法
US10798668B2 (en) Synchronization circuit, synchronization method, signal generating device, signal generating method, and recording medium
JP2017183849A (ja) 信号生成装置、信号生成方法及び信号生成プログラム
Kadhum et al. Digital chunk processing with orthogonal GFDM doubles wireless channel capacity
Kalwar et al. Analysis of carrier frequency offset suppression techniques in SC-FDMA communication system
Amertet F-OFDM in a novel form for analyzing 5G networks
CN103427873B (zh) 干扰的消除方法及装置
JP2018143008A (ja) 信号生成装置、信号生成方法及び信号生成プログラム
CN108833314A (zh) 一种ufmc系统无线信道估计方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant