CN109378974A - 一种串联三相三重化跳相交交变频方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种串联三相三重化跳相交交变频方法，以与传统串联三相三重化晶闸管交交变频方法相同的电路为基础构成变频主电路，其变频控制思想是通过对电路中各重电路分别控制，对每一重同时触发正组和负组中的一对晶闸管，使该重电路的输出端与该重电路的一相输入相连通，并间隔与期望输出频率相关的一个时间间隔后进行下次触发，使该重输出端与下一相输入相连通，通过不断地切换这种连通关系，使输出电压的相位不断跳变，从而获得整体上输出频率变化的效果。同时，根据需要安排各重电路输出电压的相位，并根据调节每一重晶闸管触发时刻，可实现输出三相相位相差120°的交流电源，供三相电机类负载使用。具有成本低、可靠性高的优点。

Description

一种串联三相三重化跳相交交变频方法

技术领域

本发明属于变频技术领域，涉及交交变频技术，尤其涉及一种串联三相三重化跳相交交变频方法。

背景技术

电能作为清洁型能源，为各行各业提供了发展的动力，在现代人类社会的发展中有着十分重要的作用，世界各国都十分重视对电能的开发，近年，我国对电能的开发也投入了大量人力、物力。但是在电能广泛应用的各领域，利用率较低，尤其是在传动领域，浪费现象严重，所以，在能源问题日益突出的今天，各国又竞相对节能技术进行研究。尤其是，目前我国单位GDP能耗远高于发达国家，节能降耗是今后一段时间的工作重点。

采用变频技术是工业进行节能改造的首选方案，采用变频技术充分利用了电动机的工作特性，根据负载转速的变化要求，改变供电的频率和电压的大小，以获得合理的电机运行条件，在不同的转速情况下，均保持较高的运行效率，不仅降低了电能消耗，同时还能改善启动性能，减少电网、电机及负载设备因为瞬时冲击带来的影响，还提高电动机和负载设备的工作精确度。

在变频器领域，利用以IGBT为代表的全控器件为核心构成的交直交变频产品具有功率因素高、谐波少等优点，但也存在着器件价格高且比较娇气的缺点，尤其是在高压大容量变频领域，受器件容量及耐压能力的限制，需要以多重化的方法扩大容量和耐压能力，即使是使用全控器件也需要大量的开关器件和昂贵的移相变压器，并且目前高压大容量的全控开关器件只能依赖国外生产。相比交直交变频方式，交交变频不存在中间直流环节，变换效率较高。交交变频由于多采用晶闸管等大容量器件，且输出频率较低，多用在大功率、低转速领域。

以晶闸管构成的传统交交变频器一般均采用反并联的三相零式整流电路或三相桥式整流电路为核心主电路，其输出波形中每个电源周期(20ms)内脉波数目较少(分别为3个、6个)，在保证输出波形中谐波含量较少的情况下，变频器输出频率受到限制，一般最高只能输出到20Hz左右，而在一些变频器运用场合，频率范围要求大，传统的交交变频方法难以适应。

传统以晶闸管为核心器件构成的交交变频器主要使用余弦交点法获得触发脉冲的产生时刻，可以按需要的输出电压、频率和相位产生一个期望正弦波，令此期望正弦波与同步电压波比较即可获得触发脉冲产生时刻，该方法可以输出幅度、频率和相位均可控制的交流电源。然而，由于晶闸管为单向导通器件，正弦输出电流的正半波和负半波需要分别由正组晶闸管和负组晶闸管导通来构成流通路径。为了防止正负组晶闸管同时导通导致环流事故，有三种处理方式：其一，无环流方式，正电流期间只给正组晶闸管发脉冲，负电流期间只给负组晶闸管发脉冲，二者严格互斥，而且在正负组交换的期间禁止正负组所有的触发脉冲，使正负组晶闸管均不导通，以产生一个“死区”时间，保证正负组晶闸管不会同时导通而发生环流事故；其二，有环流方式，在主回路中串入大容量的电抗器，给正负组晶闸管同时发脉冲，当正负组晶闸管同时导通时，线电压可以加在电抗器上，由电抗器限制环流，防止事故；其三，小环流方式，当电流较大的时候工作于无环流方式，当电流较小的时候工作于有环流方式，在主回路中需要有容量合适的电抗器来限制环流。这三种方式各有缺点：无环流方式由于有“死区”时间，目前能够实现的最小“死区”时间为1.1ms，当输出频率较高，比如接近50Hz时，每周期时间仅有20ms左右，而每周期有2次电流过零，则总“死区”时间大于2.2ms，也就是系统每周期有超过10％的时间无输出，这将使输出波形变差，谐波含量过多，无法在实际系统中使用；有环流方式由于需要多个大容量的电抗器，具有成本高、体积大的缺点，而且主回路的电抗器将使系统总功率因素下降较多；小环流方式使用的电抗器容量较有环流方式小得多，成本、体积和总功率因素下降方面较有环流方式有较大的优势，同时在系统工作中没有“死区”时间，然而其电抗器容量过小则环流会过大、容量过大则会具有更接近有环流方式的缺点，而且系统在工作中将在有环流与无环流两种方式中交换，工作状态不一致也将导致一定的输出波形畸变，整个系统的设计和控制均较复杂。

发明内容

本发明根据以上现有技术存在的缺点，在传统交交变频技术的基础上，提出一种串联三相三重化跳相交交变频方法。

为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案是：

一种串联三相三重化跳相交交变频方法，其特征在于：使用晶闸管为核心器件构成变频主电路，将工频输入电源以交交变频的形式直接变换为较高输出频率的输出电源，此处“较高输出频率”特指输出频率范围从二分之一的工频频率一直到工频频率；晶闸管构成变频器的主电路拓扑结构是，以两个三相整流桥结构反并联形成一个基本跳相交交变频电路，将三个基本跳相交交变频电路按传统三重化方法串联形成串联单相三重化跳相交交变频电路，由三组串联三重化交交变频电路以星形或三角形连接形成串联三相三重化跳相交交变频电路，所述两个三相整流桥结构分别称为正组和负组；输出频率变化是通过不断变换每一相中各重的输出端与该重电路的不同输入相之间的连接关系实现的，且每次变换连接关系时同时触发该重电路中反并联的一对晶闸管，包括正组和负组中各一只。

进一步的，每次触发会使得输出电压从一个输入线电压变为其后的一个线电压，带来π/3的相位延迟，在一个输出电压周期中，电压跳跃的次数越多，则其周期越长，相应地输出频率越低；

假设在输出电压的一个周期中，发生了跳跃的次数为M，则因为跳跃而减少的相位

而该电压最终走完了一个完整周期，即相位增加了2π，故在该输出电压的一个周期中，按以50Hz工频的速度增长的总相位为

故该输出电压的周期

则，该输出电压的频率

f＝1/T＝1000/(10M/3+20)(Hz) (4)

M越大则频率越低，M可以取正整数也可以取正的实数；

而且，各重电路均使用同样的M值，输出同样的频率。

进一步的，输出频率f＝50×(n-1)/n，其中n为完成一次大循环所需的工频周期数目，其中每次跳变带来π/3的相位延迟，6次跳变总共延迟2π，即为一个大循环，可计算得到n＝50/(50-f)，并计算出每2次跳变之间的时间间隔为Δt＝n×20/6(ms)，利用此时间间隔控制触发各个晶闸管，从而实现跳相交交变频。

进一步的，在任何时刻，每一相中的各重电路的输出电压为该重电路输入线电压中的某一个，在工作过程中，该输出电压在各个输入线电压中不断跳变，其相位发生变化但大小保持不变；而整个交交变频电路的总输出电压大小受各重电路输出电压之间的相位关系影响，在系统工作过程中，根据矢量的叠加原理可对各重输出电压的相位根据需要进行选择，使各个输出电压的矢量和，即总输出电压的大小符合需要。

进一步的，为适应三相电机类负载的运行特性，将三组三重化跳相交交变频电路通过三角形或星形连接形成三相三重化跳相交交变频电路，使得每三重输出为一相，连接后输出为相位互差120°的三相交流电源，供三相电机类负载正常使用。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明的串联三相三重化跳相交交变频方法，以与传统串联三相三重化晶闸管交交变频方法相同的电路为基础构成变频主电路，以创新的被称为“跳相”变频的方法进行变频控制，从而实现交交变频。其变频控制思想是通过对电路中各重电路分别控制，对每一重同时触发正组和负组中的一对晶闸管，使该重电路的输出端与该重电路的一相输入相连通，并间隔与期望输出频率相关的一个时间间隔后进行下次触发，使该重输出端与下一相输入相连通，通过不断地切换这种连通关系，使输出电压的相位不断跳变，从而获得整体上输出频率变化的效果。同时，根据需要安排各重电路输出电压的相位，通过各重电路输出电压的矢量叠加实现总输出电压大小的调节。具有成本低、可靠性高的优点，同时可以克服传统交交变频器只能输出20Hz以下频率的缺点，而且具有无环流、无死区的优点。

本发明提出的串联三相三重化跳相交交变频方法，既能够保持高压大容量晶闸管交交变频方法成本低、可靠性高的优势，又可以在保证输出波形中谐波含量较少的情况下，使变频器的最高输出频率提高到工频频率的二分之一以上，并且通过串联三相三重化的方法提高系统容量、耐压能力，并且能实现调节输出电压大小同时降低输出谐波含量，可供三相交流风机类负载使用。

附图说明

图1为三相桥式整流电路构成的基本交交变频电路。

图2为余弦交点法输出电压波形示意图。

图3为第一相中第一重输出42.86Hz电压波形示意图。

图4为串联三相三重化跳相交交变频主电路。

图5为串联三相三重化跳相交交变频仿真输出42.86Hz相电压波形。

图6为第一相中第一重跳相交交变频实验输出42.86Hz相电压、电流波形。

图7为串联三相三重化跳相交交变频实验输出42.86Hz相电压波形。

具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

由于本发明公开的交交变频方法将每一重变频电路的输出端(如图1中E点和O点)以跳动的方式与该重输入电源的不同相(如A、B或C相)相连，故将该方法称之为“跳相”变频法。使用“跳相”变频法设计的交交变频器可以克服传统交交变频器的缺陷，使输出频率可以超过工频频率的二分之一，甚至达到接近工频频率的较高频率，而且无环流、无死区，具有更广泛的使用空间。

本发明的主要变频思想是利用相位与频率之间有微分与积分的关系，相位的不断跳变及跳变的快慢将影响到频率的大小。对于多重化电路中的某一重来说，通过不断变换输出端与不同输入相之间的连接关系得到输出相位的不断跳变，最终得以实现输出频率变化。每次变换连接关系时同时触发反并联的一对晶闸管(正组和负组中各一只)，使某一时刻变频器输出端与某一相输入相连通，每次触发会使得输出电压从一个输入线电压变为其后的一个线电压，以此带来π/3的相位延迟，在一个输出电压周期中，电压跳跃的次数越多，则其周期越长，相应地输出频率越低。

如图1所示，以两个三相桥式整流电路构成一个一重的交交变频主电路，其电路结构与传统的无环流交交变频器完全相同，由P1、P2、P3、P4、P5、P6六只晶闸管组成的桥式整流电路为交交变频器的正组，由N1、N2、N3、N4、N5、N6六只晶闸管组成的桥式整流电路为交交变频器的负组，两组桥式整流电路以反并联的方式连接，输入三相电源为ABC，在EO之间输出频率可变的单相电源。

为了清晰地说明本发明公开的“跳相”变频思想，首先分析传统余弦交点法控制的交交变频器输出频率的变化规律。余弦交点法的输出电压与期望正弦波以及输入线电压之间的关系如图2所示。

由图2可知，余弦交点法控制下的交交变频器输出电压波形为一段一段的正弦波拼接而成。以输入电源工频频率为50Hz为例，当输出电压处于某一段线电压上时，其相位以50Hz工频的速度增长，而当输出电压从一段线电压跳跃到下一段线电压时则发生π/3的相位减少。显然，在一个输出电压周期中，电压跳跃的次数越多，则该周期越长，相应地输出频率越低。

假设在输出电压的一个周期中，发生了跳跃的次数为M，则因为跳跃而减少的相位

而该电压最终走完了一个完整周期，即相位增加了2π，故在该输出电压的一个周期中，按以50Hz工频的速度增长的总相位为

故该输出电压的周期

则，该输出电压的频率

f＝1/T＝1000/(10M/3+20)(Hz) (4)

显然，M越大则频率越低，M可以取正整数也可以取正的实数。在图2中M大约为30，输出频率大约为8.3Hz。由于波形正负半波对称性及谐波等方面的限制，使用余弦交点法时，输出频率一般在20Hz以下，M的取值一般在9以上。

本发明公开的跳相交交变频方法使用与传统余弦交点法同样的电路，每次触发晶闸管也会使输出电压从一段线电压跳跃到下一段线电压，带来输出相位π/3的减少，输出电压周期与该周期中跳跃次数M的关系仍然为(3)式，频率与M的关系仍然为(4)式。只不过在跳相变频中M的取值比较小，比如，M＝0.667时输出频率约为45Hz，M＝2时输出频率为37.5Hz。

当M＝1时，输出频率为42.86Hz。由于这种情况下每两次改变之间的时间间隔有23.33ms，无论对于50Hz还是42.86Hz来说该时间已经超过一个周期，即这段时间内电流必然出现正负之间的交换。为了保证电流的无障碍交换(正负交换时刻无“死区”)，而且不会出现环流，按本发明的方法只给需要的晶闸管发触发脉冲，而且是同时给正负组中的晶闸管发脉冲。比如在需要P1、P2(图1)导通时，同时给P1、P2、N4、N5四只晶闸管发触发脉冲，其他晶闸管不发触发脉冲。这样，当电流为正时，通过P1、P2构成正电流回路，正电流逐渐减小到0后，P1、P2自然关断。一旦电流需要反向，则由于N4、N5有触发脉冲，故可以立即导通构成负电流回路，使正负电流交换的期间不存在“死区”，完全克服了无环流交交变频最大的缺陷。同时，在这种控制之下，无论是P1、P2还是N4、N5导通，E点永远是连接A相，而O点永远是连接C相，电流通过P组晶闸管还是N组晶闸管流通完全由电路的需要自行改变，而且电流必然要通过负载才能形成回路，不会出现电流在两相间直接流通的可能，从而也克服了有环流交交变频最大的缺陷。当输出需要切换到下一段线电压时，也按与上述类似方法进行控制。

图3为42.86Hz输出电压波形示意图。由图可知，“跳相”变频过程中每两次跳变之间的时间间隔远大于余弦交点法中两次跳变的时间间隔。对于正组，电流从图1中E点向负载输出，从O点回流。假设在某一时刻，P1、P2导通，则E点连通A，而O点连通C，变频器输出电压为U_AC(为简便起见，简称为AC，下同)；经过23.33ms后，使P3导通P1截止，则输出电压变为BC；再经过23.33ms后，使P4导通P2截止，则输出电压变为BA；其后，每隔23.33ms改变一次晶闸管导通情况，使输出电压在CA、CB、AB、AC、BC、BA中循环变化。每6次变化完成一个大循环，该大循环总时间为23.33×6＝140ms，为50Hz工频的7个周期时间，又由于每次变化在输出电压上带来π/3的相位延迟，6次延迟总共为2π，即一个周期，故总输出电压的周期数目为6，所以最终输出电压的频率为6/(140/1000)＝42.86Hz。也就是说，使用这种三相桥式整流电路可以将工频50Hz电源转换为42.86Hz电源，使用类似思想适当改变两次跳变之间时间间隔可以获得其他频率的电源。

在上文中，当输出42.86Hz时是在7个工频周期中完成一个大循环，实现6次跳变，输出电压总共实际增长的相位为7×2π-6×π/3＝12π，实际完成的周期数为12π/2π＝6，即输入7周期而输出6周期，输出频率为输入频率的6/7倍，即50×6/7＝42.86Hz。按照类似的思想，可以计算输出频率f＝50×(n-1)/n，其中n为完成一次大循环所需的工频周期数目，当(n-1)为3、6、9、12等3的正整数倍时控制过程较容易设计，相应的输出频率依次为37.5Hz、42.86Hz、45Hz、46.2Hz，相应的每2次跳变之间的时间间隔可以通过Δt＝n×20/6(ms)计算依次为13.33ms、23.33ms、33.33ms、43.33ms，根据计算得到的跳变时间间隔并结合传统交交变频触发顺序即可确定各个晶闸管的触发时刻，依次触发晶闸管即可实现跳相交交变频。

由电机工作的特性所决定，在改变变频器输出频率的时候应同时调整其输出电压，按照上述跳相交交变频方法可以根据需要改变变频器的输出频率，但不能改变变频器的输出电压。然而对于串联三相三重化交交变频电路来说，其整体输出电压为每一相中各重电路输出电压的矢量叠加，当各重电路的输出电压相位之间具有不同大小的夹角时，总输出电压亦具有不同的大小，因此，可以选择各重输出电压的相位来控制输出电压，从而实现负载所要求的频率和电压的变化。

在单相输出的情况下，三重化交交变频电路使用一台移相变压器将输入电源转换为三组三相电源，且三组三相电源相位依次相差20°。每一重电路的输入为其中一组，而该重电路的输出则为该组三相电源中的某一线电压，并随着工作过程循环跳变，整个变频电路的输出电压为各重所输出的线电压之矢量和。对于串联三重化电路，总输出电压大小的变化情况数目较少，在需要的情况下某一重或多重电路也可以输出0电压，以增加可用输出电压大小的数目降低系统运行中的电压跳变带来的冲击。对于三重化电路，每一重电路可以从6个线电压中选择一个作为输出，有6种情况，则三重电路总共有6×6×6＝216种不同组合，实际最终有9种不同的输出电压大小，若考虑其中一重或两重输出为0则总共有16种不同的输出电压大小，基本可以满足低性能应用的要求。由于三重化的应用，也可以在高压系统中使用较低耐压值的晶闸管，例如，考虑每重电路的输出为输入的线电压及2倍电压裕度的情况下，由于1.8×3×1.732/(2×1.414)>3kV，可知使用1.8kV晶闸管采用三重化跳相交交变频电路可以拖动3kV的电机。

对于三相三重跳相交交变频是在单相输出的基础上，将三组单相三重化电路通过星形或三角形连接，并调节每一相中各晶闸管触发时刻，可实现三相相位互差120°交流电源输出。本发明可使得在传统交交变频基础上既能变更大范围的频率，也能实现对输出电压控制，还能够满足三相大功率交流风机类负载使用。

串联三相三重化跳相交交变频主电路如图4所示，该电路配合传统三相三重化交交变频电路的同步电路、脉冲驱动电路，并使用本发明公开的交交变频控制方法，则可以实现将工频输入电源转换为期望频率的电源。

图4中，C1B1A1、C4B4A4和C7B7A7为三组相位依次相差20°的三相电源，分别给各重晶闸管供电，相序均为ABC。A、B、C为输出端三相负载电源线，A、B、C中每一相电压波形为跳相变频后的波形，各相电压波形相同且三相之间相位互差120°，M为三相交流电机负载。按照传统三相全控整流桥中晶闸管的导通顺序对电路中各个晶闸管编号，用P表示P组晶闸管，N表示N组晶闸管，其后的第一个数字与对应三相电源序号相同，第二个数字为组内编号。

首先分析第一相中的第一重电路，为简单起见，以下省略第一相第一重电路所涉及的电源编号及所有晶闸管编号中的“1”，即电源为CBA，而晶闸管为P1、P2、P3、P4、P5、P6、N1、N2、N3、N4、N5、N6。由于交交变频器的负载为阻感负载，则负载电流滞后于变频器的输出电压相位，当输出为42.86Hz时第一相中的第一重电路输出电压波形与输入电源线电压之间的关系示意如图3所示。

由图3可以看出，在AB最高处发生了一次跳相，输出电压的基波向上过零，由于输出电流滞后于电压，此时电流必为负，工作的晶闸管为负组晶闸管，而输出电压由AC变为BC，故导通晶闸管由N4、N5变为N5、N6，即在此处应该触发晶闸管N6，为了保证电流顺利地正负交换，同时也触发与N6反并联的P3管；此后，变频器保持BC的输出23.33ms，在此期间为了保持电流连续，也给电流流通路径上的P2、N5管继续发触发脉冲；则P2、P3、N5、N6的脉冲持续时间为23.33ms；以AC向上过零的时刻为同步时刻，可知AB最高在同步时刻1.67ms之后，所以应该在同步时刻1.67ms之后开始给P2、P3、N5、N6发持续时间为23.33ms的触发脉冲。

使用类似分析方法可知，输出42.86Hz的情况下一个大循环中6次跳相发生的时刻及相应触发晶闸管编号及其脉冲持续时间总结如表1所示。

表1 42.86Hz输出频率时输出电压及触发脉冲的关系

注：表中触发时刻以线电压AC第一次从下向上过零的时刻开始计算，即同步点为AC上过零的时刻。

在第一次跳相时，由于AB最高，A比B高，在N4导通时N6正偏，给N6发脉冲则它会导通完成A到B的切换；发脉冲时同时发N6和P3，因为二者反并联，P3反偏，发脉冲并不会有影响，但可以保证其后电流由负变正时无死区平滑地过渡，后续跳相的情况与之类似。

根据表1，并使用上述方法控制交交变频电路，可以在第一相中的第一重电路的输出端获得42.86Hz的交流输出，实验电压、电流波形如图6所示，图6中振幅大的波形为42.86Hz输出电压波形，振幅小的波形为第一重电路的输出电流波形。

由于在三重化电路中，第二重的电源相对与第一重的电源滞后20°，第三重则比第二重再滞后20°，将第一重电路中的触发脉冲延迟20×20/360＝1.11(ms)发给第二重电路中的对应晶闸管，再延迟1.11ms发送给第三重电路中的对应晶闸管，则可以在三重电路的输出端均获得42.86Hz的交流输出，而且三重电路输出所对应的输入线电压一致。

对于本发明的三相应用，按传统方法，将三组按上述原理构建的单相输出串联三重化跳相交交变频电路以三角形或星型连接，形成三相三重化跳相交交变频电路。使用本发明公开的跳相变频方法进行控制其中一个单相输出，再将第一相产生的各个触发脉冲延迟120°给第二个单相交交变频电路的对应晶闸管，及延迟240°给第三个单相交交变频电路的对应晶闸管，即可输出相位分别相差120°的三相交流电源。这种串联三相三重化跳相交交变频仿真输出42.86Hz线电压波形如图5所示，由图中1/ΔT可直观读出波形的频率大小。串联三相三重化跳相交交变频实验输出线电压波形如图7所示。若需要三相三重电路输出不一致的输入线电压则需要根据跳相变频原理设计类似表1的触发脉冲产生表，再依表产生触发控制晶闸管的导通。

在实施中，若需要改变输出频率，则首先根据实际需要的输出频率f，使用公式n＝50/(50-f)计算得到完成一次大循环所需的工频周期数目n，并根据公式Δt＝n×20/6(ms)计算出每2次跳变之间的时间间隔Δt，利用此时间间隔控制触发各个晶闸管，从而实现第一相第一重电路的跳相交交变频，再根据频率和电压的需要确定该相其他两重电路中相对于第一重脉冲的延迟时间，将各触发脉冲依次延迟后发送给各个对应晶闸管，对于其他两相只需将对应的晶闸管触发时间向后延时120°和240°时间，即可实现三相三重化的交交变频。

应当理解的是，本说明书未详细阐述的部分均属于现有技术。

应当理解的是，上述针对较佳实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (5)

1.一种串联三相三重化跳相交交变频方法，其特征在于：使用晶闸管为核心器件构成变频主电路，将工频输入电源以交交变频的形式直接变换为较高输出频率的输出电源，此处“较高输出频率”特指输出频率范围从二分之一的工频频率一直到工频频率；晶闸管构成变频器的主电路拓扑结构是，以两个三相整流桥结构反并联形成一个基本跳相交交变频电路，将三个基本跳相交交变频电路按传统三重化方法串联形成串联单相三重化跳相交交变频电路，由三组串联三重化交交变频电路以星形或三角形连接形成串联三相三重化跳相交交变频电路，所述两个三相整流桥结构分别称为正组和负组；输出频率变化是通过不断变换每一相中各重的输出端与该重电路的不同输入相之间的连接关系实现的，且每次变换连接关系时同时触发该重电路中反并联的一对晶闸管，包括正组和负组中各一只。

2.根据权利要求1所述的串联三相三重化跳相交交变频方法，其特征在于：每次触发会使得输出电压从一个输入线电压变为其后的一个线电压，带来π/3的相位延迟，在一个输出电压周期中，电压跳跃的次数越多，则其周期越长，相应地输出频率越低；

假设在输出电压的一个周期中，发生了跳跃的次数为M，则因为跳跃而减少的相位

而该电压最终走完了一个完整周期，即相位增加了2π，故在该输出电压的一个周期中，按以50Hz工频的速度增长的总相位为

故该输出电压的周期

则，该输出电压的频率

f＝1/T＝1000/(10M/3+20)(Hz) (4)

M越大则频率越低，M可以取正整数也可以取正的实数；

而且，各重电路均使用同样的M值，输出同样的频率。

3.根据权利要求2所述的串联三相三重化跳相交交变频方法，其特征在于：输出频率f＝50×(n-1)/n，其中n为完成一次大循环所需的工频周期数目，其中每次跳变带来π/3的相位延迟，6次跳变总共延迟2π，即为一个大循环，可计算得到n＝50/(50-f)，并计算出每2次跳变之间的时间间隔为Δt＝n×20/6(ms)，利用此时间间隔控制触发各个晶闸管，从而实现跳相交交变频。

4.根据权利要求1～3任一项所述的串联三相三重化跳相交交变频方法，其特征在于：在任何时刻，每一相中的各重电路的输出电压为该重电路输入线电压中的某一个，在工作过程中，该输出电压在各个输入线电压中不断跳变，其相位发生变化但大小保持不变；而整个交交变频电路的总输出电压大小受各重电路输出电压之间的相位关系影响，在系统工作过程中，根据矢量的叠加原理可对各重输出电压的相位根据需要进行选择，使各个输出电压的矢量和，即总输出电压的大小符合需要。

5.根据权利要求4所述的串联三相三重化跳相交交变频方法，其特征在于：为适应三相电机类负载的运行特性，将三组三重化跳相交交变频电路通过三角形或星形连接形成三相三重化跳相交交变频电路，使得每三重输出为一相，连接后输出为相位互差120°的三相交流电源，供三相电机类负载正常使用。