CN109302090A - 一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法 - Google Patents

一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN109302090A
CN109302090A CN201811161980.8A CN201811161980A CN109302090A CN 109302090 A CN109302090 A CN 109302090A CN 201811161980 A CN201811161980 A CN 201811161980A CN 109302090 A CN109302090 A CN 109302090A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching frequency
frequency
pwm
pwm pulse
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201811161980.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109302090B (zh
Inventor
蒋栋
李桥
张野驰
刘自程
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huazhong University of Science and Technology
Original Assignee
Huazhong University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huazhong University of Science and Technology filed Critical Huazhong University of Science and Technology
Priority to CN201811161980.8A priority Critical patent/CN109302090B/zh
Publication of CN109302090A publication Critical patent/CN109302090A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109302090B publication Critical patent/CN109302090B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开一种适用于单相MMC的变开关频率PWM控制方法，包括：通过调控单相MMC的载波频率，调控基于载波信号比较生成的PWM脉冲的开关周期时长，以控制由PWM脉冲驱动的单相MMC的开关频率，使得单相MMC的开关频率随着负载电流的变化而变化，且在其固定开关频率附近连续变化并保持均开关频率不变，均开关频率与固定开关频率相等，其中，当负载电流为零时，开关频率最大，当负载电流最大时，开关频率最小。本发明针对于MMC的大功率应用场合，以开关损耗优化为目标，对逆变器系统开关频率进行控制，在保持平均开关频率不变的前提下，降低系统开关损耗；且相对于固定开关频率的PWM算法，电流谐波频谱分布更加宽泛，能有效降低系统传导EMI。

Description

一种适用于单相MMC的变开关频率PWM控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，更具体地，涉及一种适用于单相模块化多电平逆变器(modular multilevel converter，MMC)的变开关频率脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation，PWM)控制方法。
背景技术
模块化多电平逆变器MMC与传统的多电平逆变器相比，展现出了诸多优异的性能，采用模块化结构，易于扩充，可靠性高，输出波形质量好，适用于高压大功率应用场合。目前，模块化多电平逆变器已在柔性直流输电领域获得了初步应用，同时在大功率电机变频器等高压电力电子应用中具有良好前景。
模块化多电平调制技术主要目标是在交流侧输出电压中形成更多的电平阶梯来更加接近正弦量，目前主要分为基频类调制技术以及高频类调制技术。基频类调制技术主要以：移相方波、选择性谐波消除、最近电平逼近等调制技术为代表；高频类调制技术主要以：移相脉宽调制、载波层叠、空间矢量调制为代表。逆变器开关损耗和电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)是调制技术的重要二次目标。
但是，现有MMC开关频率固定，使得电流谐波分布在比较窄的频谱，导致系统EMI峰值比较高，尤其是低频段的EMI峰值较高。除此之外，由于开关损耗与开关动作次数和开关动作时的负载电流相关，现有MMC开关频率固定，且并未考虑负载电流的因素，导致开关损耗较大。可通过开关频率的控制，对模块化多电平逆变器的开关损耗和电磁干扰进行优化。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于解决现有MMC开关频率固定，使得电流谐波分布在比较窄的频谱，导致系统的EMI峰值比较高，且MMC开关频率固定，未考虑负载电流的因素，导致开关损耗较大的技术问题。
为实现上述目的，本发明提供一种适用于单相MMC的变开关频率PWM控制方法，包括：
通过调控单相MMC的载波频率，调控基于载波信号比较生成的PWM脉冲的开关周期时长，控制由所述PWM脉冲驱动的单相MMC的开关频率，使得单相MMC的开关频率随着负载电流的变化而变化，当负载电流为零时，开关频率最大，当负载电流最大时，开关频率最小，所述载波用于控制单相MMC的开关频率，所述单相MMC的开关频率在预设开关频率的最大值和最小值之间连续变化并保持均开关频率不变，均开关频率与单相MMC的固定开关频率相等。
可选地，该PWM控制方法还包括：
通过控制开关频率的最大值和最小值，调节开关频率的抖动范围，开关频率的抖动范围越大，负载电流谐波的频带分布越宽，单相MMC的电磁干扰EMI噪声峰值越小。
可选地，所述通过PWM调制方式调控单相MMC的载波频率，具体包括：
当所述载波为锯齿波时，改变锯齿波的斜率或峰值，产生所需的PWM脉冲，以调控所述载波频率，所述PWM脉冲由载波和对应的参考波比较得到。
可选地，当所述载波为锯齿波时，改变锯齿波的峰值，产生所需的PWM脉冲，具体包括：
设Fx,j,i表示x相j桥臂第i个子模块PWM脉冲的下降沿比较值，Rx,j,i表示x相j桥臂第i个子模块PWM脉冲的上升沿比较值，d表示锯齿波的占空比，shift表示PWM脉冲中点位置的移相角度，其范围从0到1，表示从0度到360度，PRD表示锯齿波的峰值，则：
当Fx,j,i≤PRD时，
当Fx,j,i＞PRD时，
当Rx,j,i≤PRD时，
当Rx,j,i＞PRD时，
通过锯齿波的上升沿比较值和下降沿比较值控制PWM脉冲的上升沿和下降沿，以实现对PWM脉冲信号的位置控制。
可选地，若Fx,j,i>Rx,j,i，锯齿波为零时，PWM脉冲输出为低电平；若Fx,j,i<Rx,j,i，锯齿波为零时，PWM脉冲输出为高电平。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：
(1)本发明提供的变开关频率PWM控制方法相比于传统的固定开关频率PWM控制方法，使得MMC开关频率在固定开关频率附近按照一定规律变化，考虑到了负载电流的变化，能有效降低模块化多电平逆变器的开关损耗。
(2)本发明提供的变开关频率PWM控制方法能对PWM脉冲的开关频率和位置进行实时控制，具有工程实际意义。
(3)本发明提供的变开关频率PWM控制方法，使得MMC的开关频率实时变化，相应的电流谐波拥有更宽泛的频谱，从而使得该变开关频率PWM控制方法能明显的降低对应的固定开关频率PWM电磁干扰噪声峰值，改善MMC性能。
附图说明
图1是本发明提供的一种单相模块化的多电平逆变器的结构示意图；
图2是本发明提供的变开关频率PWM控制示意框图；
图3是本发明提供的变开关频率PWM脉冲控制实现示意图，图3(a)为一种通过改变锯齿波的斜率调控PWM脉冲信号周期长度的示意图，图3(b)为另一种通过改变锯齿波的斜率调控PWM脉冲信号周期长度的示意图，图3(c)为一种通过改变锯齿波的峰值调控PWM脉冲信号周期长度的示意图，图3(d)为另一种通过改变锯齿波的峰值调控PWM脉冲信号周期长度的示意图；
图4是本发明提供的在母线电压4000V、负载电流145A、桥臂子模块数为4的工况下负载电流以及开关频率示意图；
图5是本发明提供的变开关频率对应的EMI与固定开关频率对应的EMI对比示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
针对于现有技术的改进需求，本发明提供了一种适用于单相模块化多电平逆变器的变开关频率PWM控制方法，首先以开关损耗优化为目标，设计了开关频率控制函数，本发明可以对开关频率进行三角波实时控制；其次，考虑到模块化多电平逆变器各个子模块脉冲移相的实际需求，本发明提出了同时实现开关频率和脉冲位置可调的PWM控制方法。
为实现上述目的，本发明提出了一种适用于单相模块化多电平逆变器的变开关频率PWM控制方法，该控制方法包括：
(1)开关频率控制函数设定：
(1-1)为方便开关频率的连续实时变化，本发明可以采用三角波形的开关频率控制函数，实际开关频率在固定开关频率PWM附近连续变化，并且平均开关频率保持不变。
(1-2)为优化逆变器开关损耗，开关频率变化为两倍基波频率，负载电流为零时，实时开关频率最大；负载电流为峰值时，实时开关频率最小。
在负载电流最大时，开关频率最小，负载电流为零时，开关频率最大，可以降低了逆变器开关损耗。
(2)PWM开关频率和脉冲位置的控制实现：
(2-1)单个PWM脉冲的产生可以采用锯齿波比较的方式，对PWM脉冲信号的上升沿和下降沿进行单独控制。
(2-2)PWM脉冲位置的实现即对上升沿和下降沿位置进行逻辑控制，开关频率的实现可通过对锯齿波斜率或是锯齿波峰值进行控制。
在一个具体的示例中，本发明实施例以桥臂数为4的单相模块化多电平逆变器为例，如图1所示，单个子模块为半桥拓扑。以典型的载波移相PWM为例，桥臂内部各子模块PWM信号相位相差90度，上桥臂和下桥臂PWM信号相位相差为0度，能实现五电平输出。
考虑到开关频率能够方便控制，并且在一定范围内连续变化、分布均匀，本发明可以采用三角形模式对开关频率进行控制。三角形模式共有3个自由度可以控制：频率、相位、抖动范围。考虑到单相模块化多电平高压大功率应用场合，逆变器开关损耗是比较关心的问题。为降低逆变器开关损耗，本发明以负载电流为参考对象，对开关频率控制函数的频率和相位进行控制，总的原则为：(1)负载电流为零时，实时开关频率最大；(2)负载电流为峰值时，实时开关频率最小。
如图2所示，开关频率控制函数的频率为两倍负载电流频率，相位与负载电流相差90度。抖动范围定义为(1)式，理论上，抖动范围越大，对EMI改善效果越佳。在一个实例中，常规的固定开关频率PWM开关频率为2kHz，变开关频率PWM控制策略下，平均开关频率为2kHz，抖动范围为20％。
其中，B表示开关频率的抖动范围，fmax表示开关频率的最大值，fmin表示开关频率最小值，favg表示平均开关频率。
考虑到模块化多电平逆变器各子模块PWM信号相位差异，为同时实现PWM信号脉冲位置和开关频率的控制，本发明可以通过锯齿波比较的方式，产生所需的PWM信号。开关频率的控制可以通过改变锯齿波斜率(如图3(a)和(b))，如图3(a)和(b)所示，可以看到调节锯齿波斜率之后，对应的PWM脉冲的周期发生了变化，则该PWM脉冲驱动的MMC的开关频率将发生变化。开关频率的控制也可以通过改变锯齿波峰值(如图3(c)和(d))，如图3(c)和(d)所示，可以看到调节锯齿波峰值之后，对应的PWM脉冲的周期发生了变化，则该PWM脉冲驱动的MMC的开关频率将发生变化。其中，图3(a)—图3(d)中上面的子图表示锯齿波(载波)的变化波形，下面的子图表示对应的PWM脉冲变化波形。其中，就目前技术来说，通过改变锯齿波斜率调控PWM脉冲信号可在软件仿真控制器中实现，而通过改变锯齿波峰值调控PWM脉冲信号可在数字控制器中实现。
以下结合数字控制器中实现对PWM脉冲的控制进一步介绍本发明。如图3所示，Fx,j,i表示x相j桥臂i个子模块PWM信号的下降沿比较值，Rx,j,i表示x相j桥臂i个子模块的PWM信号的上升沿比较值，计算方法如式(2)和式(3)：
上式中，d为占空比，shift为PWM脉冲中点位置的移相角度(范围从0到1，表示从0度到360度)，PRD为锯齿波峰值。通过锯齿波的上升沿比较值和下降沿比较值控制PWM脉冲的上升沿和下降沿，以实现对PWM脉冲信号的位置控制。
此外，在一种示例中，若Fx,j,i>Rx,j,i，锯齿波为零时，PWM信号输出为低电平；若Fx,j,i<Rx,j,i，锯齿波为零时，PWM信号输出为高电平。
可以理解的是，若PWM脉冲的周期发生了变化，则对应MMC开关的开断周期发生变化，即MMC的开关频率发生变化。
如图4所示，是按照本发明实现变开关频率PWM控制下，逆变器输出负载电流以及开关频率示意图。开关频率在1.6kHz至2.4kHz之间变化，平均开关频率仍保持为2KHz。参照图4所示，可知本发明实现了负载电流为零时，开关频率最大，电流为峰值时，开关频率最小，且平均开关频率保持不变，即本发明实现了单相MMC变开关频率PWM控制。
可以理解的是，在满足负载电流为零时，实时开关频率最大；负载电流为峰值时，实时开关频率最小的前提下，图2或图4中给出了开关频率以三角波形式的控制变化方式进行示意说明。
如图5所示，是按照本发明实现的变开关频率PWM(VSFPWM)和固定开关频率PWM(CSFPWM)传导电磁干扰(EMI)的比较。由于变开关频率PWM电流谐波具有更宽泛的频率分布，而固定开关频率PWM电流谐波只能分布在固定开关频率附近，则变开关频率PWM能有效地削低EMI噪声峰值。
表1
如表1所示，统计了一个电流基波周期内，逆变器开通关断次数，以及开通关断时的瞬时电流绝对值的累加值(Esw)。与固定开关频率PWM相比，变开关频率PWM开通关断次数一样，但开关损耗降低5.02％，开关损耗计算用电流绝对值的累加值进行估算。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种适用于单相MMC的变开关频率PWM控制方法，其特征在于，包括：
通过调控单相MMC的载波频率，调控基于载波信号比较生成的PWM脉冲的开关周期时长，控制由所述PWM脉冲驱动的单相MMC的开关频率，使得单相MMC的开关频率随着负载电流的变化而变化，当负载电流为零时，开关频率最大，当负载电流最大时，开关频率最小，所述载波用于控制单相MMC的开关频率，所述单相MMC的开关频率在预设开关频率的最大值和最小值之间连续变化并保持均开关频率不变，均开关频率与单相MMC的固定开关频率相等。
2.根据权利要求1所述的变开关频率PWM控制方法，其特征在于，还包括：
通过控制开关频率的最大值和最小值，调节开关频率的抖动范围，开关频率的抖动范围越大，负载电流谐波的频带分布越宽，单相MMC的电磁干扰EMI噪声峰值越小。
3.根据权利要求1或2所述的变开关频率PWM控制方法，其特征在于，所述通过PWM调制方式调控单相MMC的载波频率，具体包括：
当所述载波为锯齿波时，改变锯齿波的斜率或峰值，产生所需的PWM脉冲，以调控所述载波频率，所述PWM脉冲由载波和对应的参考波比较得到。
4.根据权利要求3所述的变开关频率PWM控制方法，其特征在于，当所述载波为锯齿波时，改变锯齿波的峰值，产生所需的PWM脉冲，具体包括：
设Fx,j,i表示x相j桥臂第i个子模块PWM脉冲的下降沿比较值，Rx,j,i表示x相j桥臂第i个子模块PWM脉冲的上升沿比较值，d表示锯齿波的占空比，shift表示PWM脉冲中点位置的移相角度，其范围从0到1，表示从0度到360度，PRD表示锯齿波的峰值，则：
当Fx,j,i≤PRD时，
当Fx,j,i＞PRD时，
当Rx,j,i≤PRD时，
当Rx,j,i＞PRD时，
通过锯齿波的上升沿比较值和下降沿比较值控制PWM脉冲的上升沿和下降沿，以实现对PWM脉冲信号的位置控制。
5.根据权利要求4所述的变开关频率PWM控制方法，其特征在于，若Fx,j,i>Rx,j,i，锯齿波为零时，PWM脉冲输出为低电平；若Fx,j,i<Rx,j,i，锯齿波为零时，PWM脉冲输出为高电平。
CN201811161980.8A 2018-09-30 2018-09-30 一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法 Active CN109302090B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811161980.8A CN109302090B (zh) 2018-09-30 2018-09-30 一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811161980.8A CN109302090B (zh) 2018-09-30 2018-09-30 一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109302090A true CN109302090A (zh) 2019-02-01
CN109302090B CN109302090B (zh) 2019-11-12

Family

ID=65161510

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811161980.8A Active CN109302090B (zh) 2018-09-30 2018-09-30 一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN109302090B (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110176866A (zh) * 2019-04-11 2019-08-27 华中科技大学 一种2n个逆变器并联系统及其控制方法
CN110763914A (zh) * 2019-10-21 2020-02-07 西安科技大学 一种pwm谐波有效值计算方法
CN111082645A (zh) * 2020-01-19 2020-04-28 杭州禾迈电力电子技术有限公司 变频pwm控制开关参数更新方法、pwm控制方法及控制装置
CN112532041A (zh) * 2020-11-18 2021-03-19 华中科技大学 一种基于空间扩频的载波移相mmc共模emi抑制方法
CN113014084A (zh) * 2021-02-07 2021-06-22 联想(北京)有限公司 一种控制方法、装置及电子设备
CN113395006A (zh) * 2021-06-04 2021-09-14 东南大学 一种电压不平衡下模块化多电平换流器损耗优化控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103607104A (zh) * 2013-11-22 2014-02-26 乐金电子研发中心(上海)有限公司 一种正弦波调制电路及调制方法
JP2016174490A (ja) * 2015-03-17 2016-09-29 株式会社東芝 電力変換装置
CN106385196A (zh) * 2016-09-27 2017-02-08 华中科技大学 一种基于电流纹波实时预测模型的三电平电压源变开关频率控制方法
CN107994760A (zh) * 2016-10-27 2018-05-04 上海儒竞电子科技有限公司 一种脉冲调制方法及系统

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103607104A (zh) * 2013-11-22 2014-02-26 乐金电子研发中心(上海)有限公司 一种正弦波调制电路及调制方法
JP2016174490A (ja) * 2015-03-17 2016-09-29 株式会社東芝 電力変換装置
CN106385196A (zh) * 2016-09-27 2017-02-08 华中科技大学 一种基于电流纹波实时预测模型的三电平电压源变开关频率控制方法
CN107994760A (zh) * 2016-10-27 2018-05-04 上海儒竞电子科技有限公司 一种脉冲调制方法及系统

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110176866A (zh) * 2019-04-11 2019-08-27 华中科技大学 一种2n个逆变器并联系统及其控制方法
CN110763914A (zh) * 2019-10-21 2020-02-07 西安科技大学 一种pwm谐波有效值计算方法
CN111082645A (zh) * 2020-01-19 2020-04-28 杭州禾迈电力电子技术有限公司 变频pwm控制开关参数更新方法、pwm控制方法及控制装置
CN111082645B (zh) * 2020-01-19 2022-12-13 杭州禾迈电力电子技术有限公司 变频pwm控制开关参数更新方法、pwm控制方法及控制装置
CN112532041A (zh) * 2020-11-18 2021-03-19 华中科技大学 一种基于空间扩频的载波移相mmc共模emi抑制方法
CN113014084A (zh) * 2021-02-07 2021-06-22 联想(北京)有限公司 一种控制方法、装置及电子设备
CN113395006A (zh) * 2021-06-04 2021-09-14 东南大学 一种电压不平衡下模块化多电平换流器损耗优化控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN109302090B (zh) 2019-11-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109302090B (zh) 一种适用于单相mmc的变开关频率pwm控制方法
US8488345B2 (en) Pulse width modulation control method and system for mitigating reflected wave effects in over-modulation region
US7595613B2 (en) Method and apparatus for electronic power control
Yang et al. Unified control technique for Z-source inverter
CN112583282B (zh) 一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法
KR102009512B1 (ko) 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법
Grote et al. Digital control strategy for multi-phase interleaved boundary mode and DCM boost PFC converters
CN109510499B (zh) 一种适用于并联逆变器环流纹波峰值控制方法及控制系统
CN110995042B (zh) 飞跨电容三电平逆变器的变开关频率pwm控制方法和系统
Lin High power factor AC/DC/AC converter with random PWM
Raghuram et al. High-gain-integrated switched capacitor indirect matrix converter
Soeiro et al. Three-phase five-level bidirectional buck-+ boosttype PFC converter for DC distribution systems
Sowmiya et al. Inverter Power Control Based On DC-Link Voltage Regulation for IPMSM Drives using ANN
CN114696634B (zh) 并联型多电平注入式电流源型整流器功率解耦调制方法
Lin Implementation of nondeterministic pulsewidth modulation for inverter drives
Subrata et al. Review on adjustable speed drive techniques of matrix converter fed three-phase induction machine
Ishaq et al. Design of double closed-loop boost converter controller to reduce transient voltage dip for sudden load connection
Veerasamy et al. Output ripple minimization of single-stage power-factor-correction bidirectional buck AC/DC converter
Kuppapillai et al. Single phase to three phase conversion with suppressed input current distortions for induction motor drive
Iijima et al. Optimized short-through time distribution for inductor current ripple reduction in Z-source inverter
CN111934577B (zh) 一种电流源逆变器变开关频率调制方法和系统
Jin et al. Frequency Adaptive ZVS Control for Four-Switch Buck-Boost Converter with Minimized Inductor Current
Yazdani et al. Multifunctional grid-connected multimodule power converters capable of operating in single-pulse and PWM switching modes
Kalla A PFC based control scheme for LED lighting systems
CN117616677A (zh) 一种交错式图腾柱功率变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant