CN109286203A - 扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法 - Google Patents

扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法，目的是为了解决三相级联型光伏并网逆变器直流侧光伏电池板输入功率不平衡造成并网电流畸变，系统无法稳定运行的问题。步骤包括：(1)总直流侧电压控制，用来实现H桥单元总直流侧电压跟踪其总最大功率点电压并得到系统有功电流指令值；(2)网侧电流控制，能够实现有功电流和无功电流的独立控制，同时产生三相逆变器调制波信号；(3)相间功率平衡控制，通过相间电压调节器使每相总电压的实际值跟踪其指令电压,得到每相总电压的调节因子以此修正三相逆变器调制波信号，并根据修正后的调制波信号分配H桥单元输出模式，从而实现相间功率平衡控制。

Description

扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法
技术领域
本发明涉及一种扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法，属于级联型光伏并网逆变器控制技术领域。
背景技术
光伏并网发电由于其提供清洁能源，且环境友好而备受关注。面对如何提高光伏系统效率、降低发电成本等问题，级联型多电平逆变器由于其模块化易拓展、系统效率高、并网电流总谐波失真(THD)小等优势而成为研究的热点。此外，级联型多电平逆变器每个功率单元需要独立的直流电源，正好符合光伏组件发电的特点，使得单个光伏组件的MPPT控制成为可能，进一步提高系统的发电效率。因此，级联型多电平逆变器在光伏发电并网应用中有独特的优势。
虽然三相级联型光伏并网逆变器的各级功率单元可通过独立的MPPT控制提高光伏发电的效率，但受光照、温度以及光伏组件老化程度等外界因素影响，各光伏组件输入至逆变器的功率不同，导致三相相间功率不平衡，从而造成并网电流畸变，甚至导致系统不稳定。因此，扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围具有突出的工程意义。
为此，国内外学者们在扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围方面做了很多的研究。如2012年IEEE文献“Control and modulation scheme for a cascaded H-Bridgemulti-level converter in large scale photovoltaic systems”Townsend C D,Summers T J,Betz R E，《IEEE Energy Conversion Congress and Exposition》，2012，pp.3707-3714(“应用于大规模光伏系统的级联H桥多电平变换器控制和调制方法”，《IEEE能源转换大会暨博览会》，2012年3707-3714页)的文章提出了一种基波零序注入的控制方法，但该方法只能在线性调制区内实现系统的稳定运行，运行范围较小。
如2013年IEEE文献“Modular Multilevel Converter for Large-scaleMultistring Photovoltaic Energy Conversion System”Rivera S,Wu B,and Lizana R，《IEEE Energy Conversion Congress and Exposition》，2013，pp.1941-1946(“应用于大规模多串光伏能量转换系统的模块化多电平变换器”，《IEEE能源转换大会暨博览会》，2013年1941-1946页)提出了一种基于加权最大最小值零序注入的方法，通过实际的发电功率来修正最后的调制波，扩大了系统的运行范围，但该方法物理意义不清晰，且不能注入精确的基波零序分量，系统动态性能较差。
如2016年IEEE文献“Power Balance of Cascaded H-Bridge MultilevelConverters for Large-Scale Photovoltaic Integration”Y Yu,G Konstantinou,BHredzak and V G.Agelidis,《IEEE Transactions on Power Electronics》，2016,31(1)，292-303(“应用于大规模光伏系统的级联H桥多电平变换器功率平衡控制”，《IEEE学报-电力电子期刊》2016年第31卷第1期292-303页)提出了一种基于基波零序加三次谐波注入的控制方法，可以把H桥单元的调制度提高至1.15，进一步扩大了系统运行范围，但当某个H桥的调制度大于1.15时，该方法无法实现三相间功率平衡，并网电流畸变。
综上所述，现有的扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法主要存在如下问题：
1、基于基波零序注入的控制方法能够在一定程度上改善三相级联型光伏并网逆变器的相间功率不平衡问题，但是调节范围较小，当相间严重不平衡时，系统不能稳定运行。
2、基于加权最大最小值基波零序注入的控制方法不能注入精确的基波零序分量，导致其动态性能差。
3、基于基波零序加三次谐波注入的相间功率平衡方法虽然能进一步扩大系统运行范围，但当某个H桥单元输出功率太大以致其调制度大于1.15时，该方法无法实现相间功率平衡，不能满足三相级联型光伏并网逆变器所有工况。
发明内容
本发明要解决的问题就是克服上述方案的局限性，提出一种扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法，当三相相间功率不平衡时，系统依然能够单位功率因数运行。此外由于采用方波调制可以把H桥单元的调制范围扩大到1.27，因此相比于现有的控制方法，所述的方法能够进一步扩大系统的运行范围。
为解决本发明的技术问题，本发明提供了一种扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法，所述的三相级联型光伏并网逆变器包括ABC三相，每相由N个带有光伏组件的H桥单元和电感LS组成，本控制方法包括总直流侧电压控制、网侧电流控制、相间功率平衡控制，步骤如下：
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，分别对A、B、C三相中的每个H桥单元的直流侧电压采样并经过100Hz陷波器滤波，得到每个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVAi,VPVBi,VPVCi，其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相，i＝1,2,3...N；采样三相电网电压实际值并记为Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C，采样三相电网电流实际值并记为Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C，其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相；
步骤1.2，通过对A、B、C三相中每个H桥单元直流侧进行最大功率点跟踪控制，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值，分别记为VPVAi *,VPVBi *,VPVCi *，其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相，i＝1,2,3...N；
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到电网有功电流的指令值其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为每相N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为每相N个H桥单元的直流侧电压指令值之和；
步骤2，网侧电流控制
步骤2.1，对步骤1.1中采样的三相电网电压实际值Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C进行锁相获得电网电压相位θ和电网频率ω；通过同步旋转坐标变换将步骤1.1中采样的三相电网电压实际值Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量Vd和电网电压无功分量Vq；通过同步旋转坐标变换将步骤1.1中采样的电网电流实际值Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq；
电网电压有功分量Vd和电网电压无功分量Vq计算式为：
电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq计算式为：
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为有功电流调节器比例系数，KiI为无功电流调节器积分系数；
步骤2.3，根据步骤2.1得到的电网电压有功分量Vd、电网电压无功分量Vq、电网电流有功分量Id、电网电流无功分量Iq、电网电压频率ω和步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，计算得到d轴电压控制值Ud和q轴电压控制值Uq，如下式所示：
其中，LS为滤波电感；
步骤2.4，将步骤2.3得到的d轴电压控制值Ud和q轴电压控制值Uq经过同步旋转坐标系逆变换得到自然坐标系下逆变器三相调制波信号Vra,Vrb,Vrc，其计算式为：
步骤3，相间功率平衡控制
步骤3.1，根据步骤1.1得到的每个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi,VPVBi,VPVCi和步骤1.2得到的每个H桥单元的直流侧电压指令值VPVAi *,VPVBi *,VPVCi *，通过相间电压调节器，计算得到每相总电压的调节因子Factor_A,Factor_B,Factor_C，其计算式为：
其中，分别为每相N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，分别为每相N个H桥单元的直流侧电压指令值之和，i＝1,2,3...N，KVP_Phase为相间电压调节器比例系数，KiI_Phase为相间电压调节器积分系数；
步骤3.2，根据步骤2.4得到的逆变器三相调制波信号Vra,Vrb,Vrc和步骤3.1得到的每相总电压的调节因子Factor_A,Factor_B,Factor_C，计算得到修正后的三相调制波信号其计算式为：
步骤3.3，根据步骤1.1中采样得到的每个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi,VPVBi,VPVCi与步骤1.2中得到的每个H桥单元的直流侧电压指令值VPVAi *,VPVBi *,VPVCi *，计算得到每个H桥单元直流侧电压误差值△VAi,△VBi,△VCi，其计算式为：
其中，i＝1,2,3...N；
步骤3.4，将步骤3.3中得到的A相N个H桥单元的直流侧电压误差值△VAi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3...N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi重新进行排序，得到N个A相排序后的直流侧电压实际值并记为VAj；按照与A相相同的步骤，得到N个B相排序后的直流侧电压实际值并记为VBj；按照与A相相同的步骤，得到N个C相排序后的直流侧电压实际值并记为VCj；
步骤3.5，根据步骤3.4中得到的A相N个排序后的直流侧电压实际值VAj将逆变器A相调制波信号分成N个电压区间，判断当前逆变器A相调制波信号所处的电压区间Ka，其中A相电压区间Ka定义为Ka＝1,2,3...N；按照与A相相同的步骤，判断当前逆变器B相调制波信号所处的电压区间Kb，其中B相电压区间Kb定义为Kb＝1,2,3...N；按照与A相相同的步骤，判断当前逆变器C相调制波信号所处的电压区间Kc，其中C相电压区间Kc定义为Kc＝1,2,3...N；
步骤3.6，根据当前逆变器三相调制波信号的极性，三相电网电流实际值Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C的方向及三相电压区间Ka,Kb,Kc确定ABC三相中每一相N个H桥单元的输出模式，具体的，A相N个H桥单元的输出模式见步骤3.7，B相N个H桥单元的输出模式见步骤3.8，C相N个H桥单元的输出模式见3.9；
步骤3.7，根据当前逆变器A相调制波信号的极性，A相电网电流实际值Igrid_A的方向及A相电压区间Ka确定A相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于
“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
步骤3.8，根据当前逆变器B相调制波信号的极性，B相电网电流实际值Igrid_B的方向及B相电压区间Kb确定B相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
步骤3.9，根据当前逆变器C相调制波信号的极性，C相电网电流实际值Igrid_C的方向及C相电压区间Kc确定C相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
与现有技术相比，本发明公开的扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法，在三相相间功率严重不平衡条件下实现了三相级联型光伏并网逆变器功率平衡控制，其有益效果具体体现在：
1、本发明提出的控制方法调节范围较宽，能够满足和适应三相级联型光伏并网逆变器各种不平衡的工况。
2、本发明提出的控制方法物理意义清晰，能够向系统注入准确的零序分量，实现系统的稳定运行。
3、本发明提出的控制方法简单，易于工程实现。
附图说明
图1是三相级联型光伏并网逆变器主电路拓扑框图。
图2是三相级联型光伏并网逆变器总控制结构框图。
图3是三相级联型光伏并网逆变器相间功率平衡控制框图。
图4分别是光照极度不均匀工况下采用传统控制方法时三相级联型光伏并网逆变器A相第一个H桥单元A1、B相第一个H桥单元B1、C相第一个H桥单元C1交流侧输出电压波形。
图5分别是光照极度不均匀工况下采用本发明控制方法时三相级联型光伏并网逆变器A相第一个H桥单元A1、B相第一个H桥单元B1、C相第一个H桥单元C1交流侧输出电压波形。
图6是光照极度不均匀工况下采用传统控制方法时三相级联型光伏并网逆变器并网电流波形。
图7是光照极度不均匀工况下采用本发明控制方法时三相级联型光伏并网逆变器并网电流波形。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明作进一步清楚、完整地描述。
图1为本发明实施例三相级联型光伏并网逆变器拓扑结构，包括A，B，C三相，每相由N个带有光伏组件的H桥单元和电感LS组成，H桥单元由四个功率开关器件组成，每个H桥直流侧由光伏组件独立供电，光伏组件额定工作条件为在温度25℃，光照强度1000W/m2下的最大功率点电压为30.59V，每块光伏组件通过18.8mF电容与每个H桥单元相连，每相通过1.8mH电感LS连接到电网。
本发明的控制图如图2所示，包括总直流侧电压控制、网侧电流控制和相间功率均衡控制三部分。
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，分别对A、B、C三相中的每个H桥单元的直流侧电压采样并经过100Hz陷波器滤波，得到每个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVAi,VPVBi,VPVCi，其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相，i＝1,2,3...N；采样三相电网电压实际值并记为Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C，采样三相电网电流实际值并记为Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C，其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相。
本实施例中，以每相三个H桥单元为例，每个H桥单元初始时的直流侧电压实际值为VPVA1＝VPVA2＝VPVA3＝30.59V,VPVB1＝VPVB2＝VPVB3＝30.59V,VPVC1＝VPVC2＝VPVC3＝30.59V。
步骤1.2，步骤1.2，通过对A、B、C三相中每个H桥单元直流侧进行最大功率点跟踪控制，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值，分别记为其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相，i＝1,2,3...N。
本实施例中，初始时刻，各H桥单元均工作在额定条件下，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值为 在t＝0.6s时，A相的三个H桥单元的光照强度分别降为800W/m2、800W/m2、500W/m2，B相的三个H桥单元的光照强度分别降为800W/m2、800W/m2、500W/m2，C相的三个H桥单元的光照强度均降为400W/m2，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值为
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到电网有功电流的指令值其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为每相N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为每相N个H桥单元的直流侧电压指令值之和。电压调节器比例系数KVP和电压调节器积分系数KVI按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，KVP＝2，KVI＝20。
步骤2，网侧电流控制
步骤2.1，对步骤1.1中采样的三相电网电压实际值Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C进行锁相获得电网电压相位θ和电网频率ω；通过同步旋转坐标变换将步骤1.1中采样的三相电网电压实际值Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量Vd和电网电压无功分量Vq；通过同步旋转坐标变换将步骤1.1中采样的电网电流实际值Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq。
电网电压有功分量Vd和电网电压无功分量Vq计算式为：
电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq计算式为：
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为有功电流调节器比例系数，KiI为无功电流调节器积分系数。KiP和KiI按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，KiP＝4，KiI＝20。
步骤2.3，根据步骤2.1得到的电网电压有功分量Vd、电网电压无功分量Vq、电网电流有功分量Id、电网电流无功分量Iq、电网电压频率ω和步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，计算得到d轴电压控制值Ud和q轴电压控制值Uq，如下式所示：
其中，LS为滤波电感。
步骤2.4，将步骤2.3得到的d轴电压控制值Ud和q轴电压控制值Uq经过同步旋转坐标系逆变换得到自然坐标系下逆变器三相调制波信号Vra,Vrb,Vrc，其计算式为：
步骤3，相间功率平衡控制
该相间功率平衡控制如图3所示。
步骤3.1，根据步骤1.1得到的每个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi,VPVBi,VPVCi和步骤1.2得到的每个H桥单元的直流侧电压指令值VPVAi *,VPVBi *,VPVCi *，通过相间电压调节器，计算得到每相总电压的调节因子Factor_A,Factor_B,Factor_C，其计算式为：
其中，分别为每相N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，分别为每相N个H桥单元的直流侧电压指令值之和，i＝1,2,3...N，KVP_Phase为相间电压调节器比例系数，KiI_Phase为相间电压调节器积分系数。相间电压调节器比例系数KVP_Phase和电压调节器积分系数KiI_Phase按照常规并网逆变器进行设计，本实施例中，KVP_Phase＝0.04，KiI_Phase＝0.4。
骤3.2，根据步骤2.4得到的逆变器三相调制波信号Vra,Vrb,Vrc和步骤3.1得到的每相总电压的调节因子Factor_A,Factor_B,Factor_C，计算得到修正后的三相调制波信号其计算式为：
步骤3.3，根据步骤1.1中采样得到的每个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi,VPVBi,VPVCi与步骤1.2中得到的每个H桥单元的直流侧电压指令值VPVAi *,VPVBi *,VPVCi *，计算得到每个H桥单元直流侧电压误差值△VAi,△VBi,△VCi，其计算式为：
其中，i＝1,2,3...N。
步骤3.4，将步骤3.3中得到的A相N个H桥单元的直流侧电压误差值△VAi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3...N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi重新进行排序，得到N个A相排序后的直流侧电压实际值并记为VAj；按照与A相相同的步骤，得到N个B相排序后的直流侧电压实际值并记为VBj；按照与A相相同的步骤，得到N个C相排序后的直流侧电压实际值并记为VCj。
步骤3.5，根据步骤3.4中得到的A相N个排序后的直流侧电压实际值VAj将逆变器A相调制波信号分成N个电压区间，判断当前逆变器A相调制波信号所处的电压区间Ka，其中A相电压区间Ka定义为Ka＝1,2,3...N；按照与A相相同的步骤，判断当前逆变器B相调制波信号所处的电压区间Kb，其中B相电压区间Kb定义为Kb＝1,2,3...N；按照与A相相同的步骤，判断当前逆变器C相调制波信号所处的电压区间Kc，其中C相电压区间Kc定义为Kc＝1,2,3...N。
步骤3.6，根据当前逆变器三相调制波信号的极性，三相电网电流实际值Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C的方向及三相电压区间Ka,Kb,Kc确定ABC三相中每一相N个H桥单元的输出模式，具体的，A相N个H桥单元的输出模式见步骤3.7，B相N个H桥单元的输出模式见步骤3.8，C相N个H桥单元的输出模式见3.9。
步骤3.7，根据当前逆变器A相调制波信号的极性，A相电网电流实际值Igrid_A的方向及A相电压区间Ka确定A相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1，的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为VA1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
步骤3.8，根据当前逆变器B相调制波信号的极性，B相电网电流实际值Igrid_B的方向及B相电压区间Kb确定B相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为VB1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
步骤3.9，根据当前逆变器C相调制波信号的极性，C相电网电流实际值Igrid_C的方向及C相电压区间Kc确定C相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为VC1,的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
图4为光照极度不均匀工况下，采用传统控制方法时三相级联型光伏并网逆变器A相第一个H桥单元A1交流侧输出电压VHA1、B相第一个H桥单元B1交流侧输出电压VHB1、C相第一个H桥单元C1交流侧输出电压VHC1波形，可以看出VHA1和VHB1均已过调制。
图5为光照极度不均匀工况下，采用本发明控制方法时三相级联型光伏并网逆变器A相第一个H桥单元A1交流侧输出电压VHA1、B相第一个H桥单元B1交流侧输出电压VHB1、C相第一个H桥单元C1交流侧输出电压VHC1波形，可以看出VHA1、VHB1和VHC1均未过调制，相比于传统控制方法，本发明控制方法进一步提高了H桥单元的调制度，扩大了系统运行范围。
图6为光照极度不均匀工况下，采用传统控制方法时三相级联型光伏并网逆变器并网电流波形，A相、B相、C相的电流总谐波失真(THD)分别为17.03％、12.35％、7.03％，三相并网电流严重畸变，系统无法稳定运行。
图7为光照极度不均匀工况下，采用本发明控制方法时三相级联型光伏并网逆变器并网电流波形，A相、B相、C相的电流THD分别为1.31％、1.42％、1.81％，相比于传统控制方法，本发明控制方法大大改善了并网电流质量，进一步扩大了系统运行范围。

Claims (1)

1.扩大三相级联型光伏并网逆变器运行范围的控制方法，所述的三相级联型光伏并网逆变器包括A、B、C三相，每相由N个带有光伏组件的H桥单元和电感LS组成，其特征在于，本控制方法包括总直流侧电压控制、网侧电流控制、相间功率平衡控制，步骤如下：
步骤1，总直流侧电压控制
步骤1.1，分别对A、B、C三相中的每个H桥单元的直流侧电压采样并经过100Hz陷波器滤波，得到每个H桥单元的直流侧电压实际值并记为VPVAi,VPVBi,VPVCi，其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相，i＝1,2,3...N；采样三相电网电压实际值并记为Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C，采样三相电网电流实际值并记为Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C，其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相；
步骤1.2，通过对A、B、C三相中每个H桥单元直流侧进行最大功率点跟踪控制，得到每个H桥单元的直流侧电压指令值，分别记为VPVAi *,VPVBi *,VPVCi *，其中，ABC表示逆变器的三相电路，即A相，B相，C相，i＝1,2,3...N；
步骤1.3，通过电压调节器，计算得到电网有功电流的指令值其计算式为：
其中，KVP为电压调节器比例系数，KVI为电压调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，为每相N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，为每相N个H桥单元的直流侧电压指令值之和；
步骤2，网侧电流控制
步骤2.1，对步骤1.1中采样的三相电网电压实际值Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C进行锁相获得电网电压相位θ和电网频率ω；通过同步旋转坐标变换将步骤1.1中采样的三相电网电压实际值Vgrid_A,Vgrid_B,Vgrid_C转换成旋转坐标系下的电网电压有功分量Vd和电网电压无功分量Vq；通过同步旋转坐标变换将步骤1.1中采样的电网电流实际值Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C转换成旋转坐标系下的电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq；
电网电压有功分量Vd和电网电压无功分量Vq计算式为：
电网电流有功分量Id和电网电流无功分量Iq计算式为：
步骤2.2，设逆变器并网无功电流指令值为0，分别通过有功电流调节器和无功电流调节器，计算得到d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，其计算式分别为：
其中，KiP为有功电流调节器比例系数，KiI为无功电流调节器积分系数；
步骤2.3，根据步骤2.1得到的电网电压有功分量Vd、电网电压无功分量Vq、电网电流有功分量Id、电网电流无功分量Iq、电网电压频率ω和步骤2.2中得到的d轴PI调节值Ed和q轴PI调节值Eq，计算得到d轴电压控制值Ud和q轴电压控制值Uq，如下式所示：
其中，LS为滤波电感；
步骤2.4，将步骤2.3得到的d轴电压控制值Ud和q轴电压控制值Uq经过同步旋转坐标系逆变换得到自然坐标系下逆变器三相调制波信号Vra,Vrb,Vrc，其计算式为：
步骤3，相间功率平衡控制
步骤3.1，根据步骤1.1得到的每个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi,VPVBi,VPVCi和步骤1.2得到的每个H桥单元的直流侧电压指令值VPVAi *,VPVBi *,VPVCi *，通过相间电压调节器，计算得到每相总电压的调节因子Factor_A,Factor_B,Factor_C，其计算式为：
其中，分别为每相N个H桥单元的直流侧电压实际值之和，分别为每相N个H桥单元的直流侧电压指令值之和，i＝1,2,3...N，KVP_Phase为相间电压调节器比例系数，KiI_Phase为相间电压调节器积分系数；
步骤3.2，根据步骤2.4得到的逆变器三相调制波信号Vra,Vrb,Vrc和步骤3.1得到的每相总电压的调节因子Factor_A,Factor_B,Factor_C，计算得到修正后的三相调制波信号其计算式为：
步骤3.3，根据步骤1.1中采样得到的每个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi,VPVBi,VPVCi与步骤1.2中得到的每个H桥单元的直流侧电压指令值VPVAi *,VPVBi *,VPVCi *，计算得到每个H桥单元直流侧电压误差值△VAi,△VBi,△VCi，其计算式为：
其中，i＝1,2,3...N；
步骤3.4，将步骤3.3中得到的A相N个H桥单元的直流侧电压误差值△VAi按照数值大小进行升序排列，并用电压误差序列号j＝1,2,3...N进行标注，然后根据电压误差序列号j对其对应的N个H桥单元的直流侧电压实际值VPVAi重新进行排序，得到N个A相排序后的直流侧电压实际值并记为VAj；按照与A相相同的步骤，得到N个B相排序后的直流侧电压实际值并记为VBj；按照与A相相同的步骤，得到N个C相排序后的直流侧电压实际值并记为VCj；
步骤3.5，根据步骤3.4中得到的A相N个排序后的直流侧电压实际值VAj将逆变器A相调制波信号分成N个电压区间，判断当前逆变器A相调制波信号所处的电压区间Ka，其中A相电压区间Ka定义为Ka＝1,2,3...N；按照与A相相同的步骤，判断当前逆变器B相调制波信号所处的电压区间Kb，其中B相电压区间Kb定义为Kb＝1,2,3...N；按照与A相相同的步骤，判断当前逆变器C相调制波信号所处的电压区间Kc，其中C相电压区间Kc定义为Kc＝1,2,3...N；
步骤3.6，根据当前逆变器三相调制波信号的极性，三相电网电流实际值Igrid_A,Igrid_B,Igrid_C的方向及三相电压区间Ka,Kb,Kc确定ABC三相中每一相N个H桥单元的输出模式，具体的，A相N个H桥单元的输出模式见步骤3.7，B相N个H桥单元的输出模式见步骤3.8，C相N个H桥单元的输出模式见3.9；
步骤3.7，根据当前逆变器A相调制波信号的极性，A相电网电流实际值Igrid_A的方向及A相电压区间Ka确定A相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_A＞0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_A≤0，且N-Ka差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VAj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
步骤3.8，根据当前逆变器B相调制波信号的极性，B相电网电流实际值Igrid_B的方向及B相电压区间Kb确定B相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_B＞0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_B≤0，且N-Kb差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VBj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
步骤3.9，根据当前逆变器C相调制波信号的极性，C相电网电流实际值Igrid_C的方向及C相电压区间Kc确定C相N个H桥单元的输出模式，具体的：
(1)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(2)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(3)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(4)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(5)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(6)Igrid_C＞0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(7)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为偶数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
(8)Igrid_C≤0，且N-Kc差值为奇数
排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“+1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于“–1”电平模式，并记为排序后的直流侧电压实际值VCj为的H桥单元运行于PWM模式，PWM输出模式的H桥单元的调制波电压VPWM计算式如下：
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