CN109245330A - 一种推挽式icpt自激起振控制电路及其设计方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 40
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 35
- 238000013461 design Methods 0.000 title abstract description 15
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 37
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 37
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 36
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 27
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 22
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims description 16
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 claims description 3
- 102220101549 rs199890548 Human genes 0.000 claims description 3
- 102220112179 rs3743602 Human genes 0.000 claims description 3
- 102220123496 rs557896607 Human genes 0.000 claims description 3
- 102220065682 rs77311724 Human genes 0.000 claims description 3
- 238000013528 artificial neural network Methods 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 206010034133 Pathogen resistance Diseases 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000011897 real-time detection Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 102220067365 rs143592561 Human genes 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
- H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
- H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
-
- H02J7/025—
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
本发明公开了一种推挽式ICPT自激起振控制电路及其设计方法，推挽式ICPT包括逆变变换器和谐振网络，推挽式ICPT自激起振控制电路包括驱动控制电路和起振电路；驱动控制电路包括比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2；二、选择合适逆变变换器参数的元器件；三、选择合适驱动控制电路参数和合适起振电路参数的元器件；四、连接构成逆变变换器；五、连接构成谐振网络；六、连接构成驱动控制电路；七、连接构成起振电路。本发明电路结构简单，设计合理，实现方便且成本低，能够快速、有效地实现了自激驱动控制，实用性强，适用范围广，具有良好的推广应用价值。
Description
技术领域
本发明属于自激式ICPT驱动控制技术领域，具体涉及一种推挽式ICPT自激起振控制电路及其设计方法。
背景技术
近年来，能源大数据技术、分布式协同控制、直流电网、电动汽车技术、储电技术、大功率电力电子器件等技术的迅猛发展标志着能源互联网革命的兴起。无线电能传输(WPT)作为能源互联网的重要组成技术，面向设备能量传输环节，解决了传统有线输电的磨损、漏电、火花放电等各种问题，增强了设备对复杂工况的适应能力。
在工程应用中，感应耦合电能传输感应耦合电能传输(Inductive Coupled PowerTransfer，ICPT)系统的耦合距离、原副边线圈夹角及对心度、负载等参数经常发生变化。尤其当ICPT系统的原边采用并联补偿或一些复合补偿时，所选参数变化会使原边谐振网络固有频率发生漂移，从而使工作频率与谐振固有频率不一致，导致松耦合变压器传输效率下降，因而，谐振频率跟踪对于提高ICPT系统的效率、改善ICPT系统对复杂工况的适应能力具有重要意义。目前，对于ICPT控制系统谐振频率跟踪通常采用软件算法或者锁相环芯片硬件方式实现。第一种方法软件算法，通过采集谐振网络频率信号经过比较器处理后获得高低电平信号，然后在微处理器上用算法实现相位关系调节，最终得到与谐振频率相等的驱动信号。此方法程序设计比较复杂，而且谐振频率跟踪过程用时长。第二种方法采用硬件锁相环，首先通过电流互感器检测谐振回路的电流信号，电流信号转换为电压信号，电压信号再经过差分放大后得到电压VP,然后对VP进行相位补偿，并与参考电压比较，得到与谐振频率一致的脉冲电压信号,最后将脉冲信号输入到锁相环，锁相环输出一个与VC频率相同的的脉冲到PWM驱动器控制主电路的开关管的通断。硬件锁相环电路设计复杂，当锁相环的频率较高时，系统受温度影响较大。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种电路结构简单、设计合理、实现方便且成本低、能够快速有效地频率跟踪、实用性强、适用范围广、具有良好的推广应用价值的推挽式ICPT自激起振控制电路。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种推挽式ICPT自激起振控制电路，所述推挽式ICPT包括逆变变换器和谐振网络，其特征在于：所述推挽式ICPT自激起振控制电路包括驱动控制电路和起振电路；所述逆变变换器包括MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，所述电感L2和电感L3串联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电感L2和电感L3串联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，所述电感L1的一端与电感L2和电感L3的连接端连接，所述电感L1的另一端为逆变变换器的输入端Vi，所述电阻R5接在MOSFET开关管Q1的栅极与源极之间，所述电阻R2接在MOSFET开关管Q2的栅极与源极之间；所述谐振网络包括并联的电容C2和耦合变压器电感L4，所述电容C2和耦合变压器电感L4并联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电容C2和耦合变压器电感L4并联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
所述驱动控制电路包括比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20；所述电阻R9的一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，所述电阻R14的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电阻R9的另一端通过电阻R8接地，所述电阻R14的另一端通过电阻R16接地，所述二极管D1的阳极和二极管D2的阴极均与电阻R9和电阻R8的连接端连接，所述二极管D1的阴极和二极管D2的阳极均与电阻R14和电阻R16的连接端连接，所述电阻R10的一端和电阻R18的一端均与电阻R8和电阻R9的连接端连接，所述电阻R13的一端和电阻R17的一端均与电阻R14和电阻R16的连接端连接，所述比较器U1的反相输入端与电阻R10的另一端连接，所述比较器U1的同相输入端与电阻R13的另一端连接，所述比较器U2的反相输入端与电阻R17的另一端连接，所述比较器U2的同相输入端与电阻R18的另一端连接，所述电阻R7接在比较器U1的负电压供电VEE和反相输入端之间，所述电阻R20接在比较器U2的负电压供电VEE和反相输入端之间，所述电阻11接在比较器U1的正电压供电VCC和输出端之间，所述电阻19接在比较器U2的正电压供电VCC和输出端之间，所述电源驱动芯片TPS2812的第2引脚与比较器U2输出端连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第3引脚接地,所述电源驱动芯片TPS2812的第4引脚与比较器U1输出端连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第7引脚通过电阻R3与MOSFET开关管Q1的栅极连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第5引脚通过电阻R4与MOSFET开关管Q2的栅极连接；
所述起振电路包括MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7，所述MOSFET开关管Q3的漏极与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述MOSFET开关管Q3的源极通过电阻R15接地，所述MOSFET开关管Q3的栅极与二极管D7的阴极连接，所述二极管D7的阳极通过电阻R6与外部电源的输出端VCC连接，所述电阻R12接在MOSFET开关管Q3的栅极与源极之间，所述晶闸管Q4的阳极与二极管D7的阳极连接，所述晶闸管Q4的阴极接地，所述晶闸管Q4的门极与MOSFET开关管Q3的源极连接，所述二极管D3和二极管D4串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，所述二极管D3和二极管D4串联后的阴极与比较器U2的反相输入端连接，所述二极管D5和二极管D6串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，所述二极管D5和二极管D6串联后的阴极与比较器U1的反相输入端连接。
上述的一种推挽式ICPT自激起振控制电路，其特征在于：所述MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2和MOSFET开关管Q3的型号均为IRF640。
上述的一种推挽式ICPT自激起振控制电路，其特征在于：所述晶闸管Q4的型号为MCR100-6。
上述的一种推挽式ICPT自激起振控制电路，其特征在于：所述比较器U1和比较器U2分别为比较器芯片LM319内部的两个比较器。
上述的一种推挽式ICPT自激起振控制电路，其特征在于：所述二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7的型号均为1N4148。
本发明还提供了一种方法步骤简单、实现方便、实用性强的推挽式ICPT自激起振控制电路的设计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
步骤一、选择合适谐振电路参数的电容C2和耦合变压器电感L4,具体过程为：
步骤101、根据9nF≤C2≤100nF选取电容C2的容值；
步骤102、根据公式计算电感量LP，并选取耦合线圈的电感量为LP的耦合变压器电感作为耦合变压器电感L4；其中，fo为谐振电路的工作频率；
步骤二、选择合适逆变变换器参数的MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，具体过程为：
步骤201、选取MOSFET开关管Q1和MOSFET开关管Q2的型号均为IRF640；
步骤202、根据1mH≤L1≤15mH选取电感L1的感值；
步骤203、根据1mH≤L2≤10mH选取电感L2的感值；
步骤204、根据1mH≤L3≤10mH选取电感L3的感值；
步骤205、根据5kΩ≤R2≤20kΩ选取电阻R2的阻值；
步骤206、根据5kΩ≤R5≤20kΩ选取电阻R5的阻值；
步骤三、选择合适驱动控制电路参数的比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20；并选择合适起振电路的MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7；具体过程为：
步骤301、选取比较器芯片LM319内部的两个比较器分别作为比较器U1和比较器U2；
步骤302、选取二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7的型号均为1N4148；
步骤303、选取MOSFET开关管Q3的型号均为IRF640；
步骤304、选取晶闸管Q4的型号为MCR100-6；
步骤305、根据10kΩ＜R8＜50kΩ选取电阻R8的阻值；
步骤306、根据公式选取电阻R9、电阻R14和电阻R16的阻值；其中，Va为谐振电路与MOSFET开关管Q2的漏极连接的一端的电压，Vb为谐振电路与MOSFET开关管Q1的漏极连接的一端的电压；
步骤307、根据500Ω≤R10≤5kΩ选取电阻R10的阻值；
步骤308、根据R17＝R10选取电阻R17的阻值；
步骤309、根据选取电阻R6的阻值；其中，ISCR为晶闸管Q4导通时流经电阻R10的电流，Ihold为晶闸管Q4的维持电流；
步骤3010、根据公式选取电阻R16的阻值；其中，USCR为晶闸管Q4的阳极电压,UST为MOSFET开关管Q3的启动电压，UD为二极管D7的压降；
步骤3011、根据5kΩ≤R11≤50kΩ选取电阻R11的阻值；
步骤3112、根据R19＝R11选取电阻R19的阻值；
步骤3013、根据5Ω≤R3≤50Ω选取电阻R3的阻值；
步骤3014、根据R4＝R3选取电阻R4的阻值；
步骤3015、根据500Ω≤R13≤1.5kΩ选取电阻R13的阻值；
步骤3016、根据R18＝R13选取电阻R18的阻值；
步骤3017、根据50kΩ≤R7≤150kΩ选取电阻R7的阻值；
步骤3018、根据R20＝R7选取电阻R20的阻值；
步骤3019、根据0.1Ω≤R15≤2Ω选取电阻R15的阻值；
步骤3010、根据5kΩ≤R12≤20kΩ选取电阻R12的阻值；
步骤四、连接MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，构成逆变变换器；具体过程为：
步骤401、将电感L2和电感L3串联；
步骤402、将电感L2和电感L3串联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电感L2和电感L3串联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
步骤403、将电感L1的一端与电感L2和电感L3的连接端连接，将电感L1的另一端用导线引出作为逆变变换器的输入端Vi；
步骤404、将电阻R5接在MOSFET开关管Q1的栅极与源极之间，
步骤405、将电阻R2接在MOSFET开关管Q2的栅极与源极之间；
步骤五、连接电容C2和耦合变压器电感L4，构成谐振网络；具体过程为：
步骤501、将电容C2和耦合变压器电感L4并联；
步骤502、将电容C2和耦合变压器电感L4并联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电容C2和耦合变压器电感L4并联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
步骤六、连接比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20，构成驱动控制电路；具体过程为：
步骤601、将电阻R9的一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，将电阻R9的另一端通过电阻R8接地；
步骤602、将电阻R14的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电阻R14的另一端通过电阻R16接地；
步骤603、将二极管D1的阳极和二极管D2的阴极均与电阻R9和电阻R8的连接端连接，将二极管D1的阴极和二极管D2的阳极均与电阻R14和电阻R16的连接端连接；
步骤604、将电阻R10的一端和电阻R18的一端均与电阻R8和电阻R9的连接端连接；
步骤605、将电阻R13的一端和电阻R17的一端均与电阻R14和电阻R16的连接端连接；
步骤606、将比较器U1的反相输入端与电阻R10的另一端连接，将比较器U1的同相输入端与电阻R13的另一端连接；
步骤607、将比较器U2的反相输入端与电阻R17的另一端连接，将比较器U2的同相输入端与电阻R18的另一端连接；
步骤608、将电阻R7接在比较器U1的负电压供电VEE和反相输入端之间，将电阻R20接在比较器U2的负电压供电VEE和反相输入端之间；
步骤609、将电阻11接在比较器U1的正电压供电VCC和输出端之间，将电阻19接在比较器U2的正电压供电VCC和输出端之间；
步骤6010、将电源驱动芯片TPS2812的第2引脚与比较器U2输出端连接，将电源驱动芯片TPS2812的第3引脚接地,将电源驱动芯片TPS2812的第4引脚与比较器U1输出端连接，将电源驱动芯片TPS2812的第7引脚通过电阻R3与MOSFET开关管Q1的栅极连接，将电源驱动芯片TPS2812的第5引脚通过电阻R4与MOSFET开关管Q2的栅极连接；
步骤七、连接MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7，构成起振电路；具体过程为：
步骤701、将MOSFET开关管Q3的漏极与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将MOSFET开关管Q3的源极通过电阻R15接地，将MOSFET开关管Q3的栅极与二极管D7的阴极连接，将二极管D7的阳极通过电阻R6与外部电源的输出端VCC连接；
步骤702、将电阻R12接在MOSFET开关管Q3的栅极与源极之间；
步骤703、将晶闸管Q4的阳极与二极管D7的阳极连接，将晶闸管Q4的阴极接地，将晶闸管Q4的门极与MOSFET开关管Q3的源极连接；
步骤704、将二极管D3和二极管D4串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，将二极管D3和二极管D4串联后的阴极与比较器U2的反相输入端连接；
步骤705、将二极管D5和二极管D6串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，将二极管D5和二极管D6串联后的阴极与比较器U1的反相输入端连接。
本发明专利与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明推挽式ICPT自激起振控制电路的电路结构简单，设计合理，实现方便且成本低。
2、与现有技术相比，本发明推挽式ICPT自激起振控制电路，既无需进行编程设计，又无需进行复杂的电路参数选择设计，能够可靠的自激驱动。
3、本发明推挽式ICPT自激起振控制电路，通过起振电路，可以调节谐振网络储能大小，且起振电路对主电路不构成任何干扰，便于获得较为精确的开关管的驱动信号，提高能量传输的效率，适用范围广。
4、本发明推挽式ICPT自激起振控制电路，选用的仪用比较器LM319，响应速度非常快，能够检测到微秒级别以上的电压变化情况，实时检测效果明显。
5、本发明推挽式ICPT自激起振控制电路，能够适用于各种自激驱动控制电压电路当中，能够实现谐振频率跟踪，输出两路互补的PWM驱动信号，其适用范围广，实用性强，具有良好的推广应用价值。
6、本发明推挽式ICPT自激起振控制电路的设计方法的方法步骤简单，实现方便，实用性强。
综上所述，本发明电路结构简单，设计合理，实现方便且成本低，能够快速、有效地实现无线电能传输的自激驱动，实用性强，适用范围广，具有良好的推广应用价值。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明推挽式ICPT自激起振控制电路的电路原理图。
图2为本发明推挽式ICPT自激起振控制电路的设计方法的方法流程框图。
附图标记说明:
1—驱动控制电路；2—逆变变换器；3—谐振网络；
4—起振电路。
具体实施方式
如图1所示，本发明的推挽式ICPT自激起振控制电路，所述推挽式ICPT包括逆变变换器2和谐振网络3，所述推挽式ICPT自激起振控制电路包括驱动控制电路1和起振电路4；所述逆变变换器2包括MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，所述电感L2和电感L3串联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电感L2和电感L3串联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，所述电感L1的一端与电感L2和电感L3的连接端连接，所述电感L1的另一端为逆变变换器2的输入端Vi，所述电阻R5接在MOSFET开关管Q1的栅极与源极之间，所述电阻R2接在MOSFET开关管Q2的栅极与源极之间；所述谐振网络3包括并联的电容C2和耦合变压器电感L4，所述电容C2和耦合变压器电感L4并联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电容C2和耦合变压器电感L4并联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
所述驱动控制电路1包括比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20；所述电阻R9的一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，所述电阻R14的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电阻R9的另一端通过电阻R8接地，所述电阻R14的另一端通过电阻R16接地，所述二极管D1的阳极和二极管D2的阴极均与电阻R9和电阻R8的连接端连接，所述二极管D1的阴极和二极管D2的阳极均与电阻R14和电阻R16的连接端连接，所述电阻R10的一端和电阻R18的一端均与电阻R8和电阻R9的连接端连接，所述电阻R13的一端和电阻R17的一端均与电阻R14和电阻R16的连接端连接，所述比较器U1的反相输入端与电阻R10的另一端连接，所述比较器U1的同相输入端与电阻R13的另一端连接，所述比较器U2的反相输入端与电阻R17的另一端连接，所述比较器U2的同相输入端与电阻R18的另一端连接，所述电阻R7接在比较器U1的负电压供电VEE和反相输入端之间，所述电阻R20接在比较器U2的负电压供电VEE和反相输入端之间，所述电阻11接在比较器U1的正电压供电VCC和输出端之间，所述电阻19接在比较器U2的正电压供电VCC和输出端之间，所述电源驱动芯片TPS2812的第2引脚与比较器U2输出端连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第3引脚接地,所述电源驱动芯片TPS2812的第4引脚与比较器U1输出端连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第7引脚通过电阻R3与MOSFET开关管Q1的栅极连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第5引脚通过电阻R4与MOSFET开关管Q2的栅极连接；
所述起振电路4包括MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7，所述MOSFET开关管Q3的漏极与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述MOSFET开关管Q3的源极通过电阻R15接地，所述MOSFET开关管Q3的栅极与二极管D7的阴极连接，所述二极管D7的阳极通过电阻R6与外部电源的输出端VCC连接，所述电阻R12接在MOSFET开关管Q3的栅极与源极之间，所述晶闸管Q4的阳极与二极管D7的阳极连接，所述晶闸管Q4的阴极接地，所述晶闸管Q4的门极与MOSFET开关管Q3的源极连接，所述二极管D3和二极管D4串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，所述二极管D3和二极管D4串联后的阴极与比较器U2的反相输入端连接，所述二极管D5和二极管D6串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，所述二极管D5和二极管D6串联后的阴极与比较器U1的反相输入端连接。
具体实施时，二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6有两个作用，第一个作用是当系统刚开始通电，起振电路4开始工作，二极管为VCC提供通路，通过二极管将高电平加在比较器的反向端，使得驱动信号输出低电平，使得逆变变换器处于关断状态，第二个作用是当起振电路4关断后，由于晶闸管Q4的嵌位电压在0.8V左右，为了防止彻底的切断起振电路4对驱动电路的影响，采用两个二极管串联。
本实施例中，所述MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2和MOSFET开关管Q3的型号均为IRF640。
本实施例中，所述晶闸管Q4的型号为MCR100-6。
本实施例中，所述比较器U1和比较器U2分别为比较器芯片LM319内部的两个比较器。
具体实施时，VCC电压值为12V，VEE电压值为-12V。
本实施例中，所述二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7的型号均为1N4148。
如图2所示，本发明的推挽式ICPT自激起振控制电路的设计方法，包括以下步骤：
步骤一、选择合适谐振电路3参数的电容C2和耦合变压器电感L4,具体过程为：
步骤101、根据9nF≤C2≤100nF选取电容C2的容值；
本实施例中，选取电容C2的容值为22nF；
步骤102、根据公式计算电感量LP，并选取耦合线圈的电感量为LP的耦合变压器电感作为耦合变压器电感L4；其中，fo为谐振电路3的工作频率；
本实施例中，fo的取值为100kHz，根据公式计算得到LP＝115.14uH；因此，选取耦合线圈的电感量为115.14uH的耦合变压器电感作为耦合变压器电感L4；
步骤二、选择合适逆变变换器2参数的MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，具体过程为：
步骤201、选取MOSFET开关管Q1和MOSFET开关管Q2的型号均为IRF640；
步骤202、根据1mH≤L1≤15mH选取电感L1的感值；
本实施例中，选取电感L1的感值为2.3mH；
步骤203、根据1mH≤L2≤10mH选取电感L2的感值；
本实施例中，选取电感L2的感值为1.3mH；
步骤204、根据1mH≤L3≤10mH选取电感L3的感值；
本实施例中，选取电感L3的感值为1.3mH；
步骤205、根据5kΩ≤R2≤20kΩ选取电阻R2的阻值；
本实施例中，选取电阻R2的阻值为10kΩ；
步骤206、根据5kΩ≤R5≤20kΩ选取电阻R5的阻值；
本实施例中，选取电阻R5的阻值为10kΩ；
步骤三、选择合适驱动控制电路1参数的比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20；并选择合适起振电路4的MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7；具体过程为：
步骤301、选取比较器芯片LM319内部的两个比较器分别作为比较器U1和比较器U2；
步骤302、选取二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7的型号均为1N4148；
步骤303、选取MOSFET开关管Q3的型号均为IRF640；
步骤304、选取晶闸管Q4的型号为MCR100-6；
步骤305、根据10kΩ＜R8＜50kΩ选取电阻R8的阻值；
本实施例中，选取电阻R8的阻值为30kΩ；
步骤306、根据公式选取电阻R9、电阻R14和电阻R16的阻值；其中，Va为谐振电路3与MOSFET开关管Q2的漏极连接的一端的电压，Vb为谐振电路3与MOSFET开关管Q1的漏极连接的一端的电压；
本实施例中，选取电阻R9的阻值为27kΩ，电阻R14的阻值为27kΩ，电阻R16的阻值为30kΩ；
步骤307、根据500Ω≤R10≤5kΩ选取电阻R10的阻值；
本实施例中，选取电阻R10的阻值为1kΩ；
步骤308、根据R17＝R10选取电阻R17的阻值；
本实施例中，选取电阻R17的阻值为1kΩ；
步骤309、根据选取电阻R6的阻值；其中，ISCR为晶闸管Q4导通时流经电阻R10的电流，Ihold为晶闸管Q4的维持电流；
本实施例中，选取电阻R6的阻值为360Ω；
步骤3010、根据公式选取电阻R16的阻值；其中，USCR为晶闸管Q4的阳极电压,UST为MOSFET开关管Q3的启动电压，UD为二极管D7的压降；
本实施例中，UD＝0.4V，R6＝360Ω，R8＝30kΩ，R10＝1kΩ；根据公式计算得到R16＝30kΩ，选取电阻R16的阻值为30kΩ；
步骤3011、根据5kΩ≤R11≤50kΩ选取电阻R11的阻值；
本实施例中，选取电阻R11的阻值为5.1kΩ；
步骤3112、根据R19＝R11选取电阻R19的阻值；
本实施例中，选取电阻R19的阻值为5.1kΩ；
步骤3013、根据5Ω≤R3≤50Ω选取电阻R3的阻值；
本实施例中，选取电阻R3的阻值为10Ω；
步骤3014、根据R4＝R3选取电阻R4的阻值；
本实施例中，选取电阻R4的阻值为10Ω；
步骤3015、根据500Ω≤R13≤1.5kΩ选取电阻R13的阻值；
本实施例中，选取电阻R13的阻值为1kΩ；
步骤3016、根据R18＝R13选取电阻R18的阻值；
本实施例中，选取电阻R18的阻值为1kΩ；
步骤3017、根据50kΩ≤R7≤150kΩ选取电阻R7的阻值；
本实施例中，选取电阻R7的阻值为100kΩ；
步骤3018、根据R20＝R7选取电阻R20的阻值；
本实施例中，选取电阻R20的阻值为100kΩ；
步骤3019、根据0.1Ω≤R15≤2Ω选取电阻R15的阻值；
本实施例中，选取电阻R15的阻值为0.82Ω；
步骤3010、根据5kΩ≤R12≤20kΩ选取电阻R12的阻值；
本实施例中，选取电阻R12的阻值为10kΩ；
步骤四、连接MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，构成逆变变换器2；具体过程为：
步骤401、将电感L2和电感L3串联；
步骤402、将电感L2和电感L3串联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电感L2和电感L3串联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
步骤403、将电感L1的一端与电感L2和电感L3的连接端连接，将电感L1的另一端用导线引出作为逆变变换器2的输入端Vi；
步骤404、将电阻R5接在MOSFET开关管Q1的栅极与源极之间，
步骤405、将电阻R2接在MOSFET开关管Q2的栅极与源极之间；
步骤五、连接电容C2和耦合变压器电感L4，构成谐振网络3；具体过程为：
步骤501、将电容C2和耦合变压器电感L4并联；
步骤502、将电容C2和耦合变压器电感L4并联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电容C2和耦合变压器电感L4并联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
步骤六、连接比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20，构成驱动控制电路1；具体过程为：
步骤601、将电阻R9的一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，将电阻R9的另一端通过电阻R8接地；
步骤602、将电阻R14的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电阻R14的另一端通过电阻R16接地；
步骤603、将二极管D1的阳极和二极管D2的阴极均与电阻R9和电阻R8的连接端连接，将二极管D1的阴极和二极管D2的阳极均与电阻R14和电阻R16的连接端连接；
步骤604、将电阻R10的一端和电阻R18的一端均与电阻R8和电阻R9的连接端连接；
步骤605、将电阻R13的一端和电阻R17的一端均与电阻R14和电阻R16的连接端连接；
步骤606、将比较器U1的反相输入端与电阻R10的另一端连接，将比较器U1的同相输入端与电阻R13的另一端连接；
步骤607、将比较器U2的反相输入端与电阻R17的另一端连接，将比较器U2的同相输入端与电阻R18的另一端连接；
步骤608、将电阻R7接在比较器U1的负电压供电VEE和反相输入端之间，将电阻R20接在比较器U2的负电压供电VEE和反相输入端之间；
步骤609、将电阻11接在比较器U1的正电压供电VCC和输出端之间，将电阻19接在比较器U2的正电压供电VCC和输出端之间；
步骤6010、将电源驱动芯片TPS2812的第2引脚与比较器U2输出端连接，将电源驱动芯片TPS2812的第3引脚接地,将电源驱动芯片TPS2812的第4引脚与比较器U1输出端连接，将电源驱动芯片TPS2812的第7引脚通过电阻R3与MOSFET开关管Q1的栅极连接，将电源驱动芯片TPS2812的第5引脚通过电阻R4与MOSFET开关管Q2的栅极连接；
步骤七、连接MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7，构成起振电路4；具体过程为：
步骤701、将MOSFET开关管Q3的漏极与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将MOSFET开关管Q3的源极通过电阻R15接地，将MOSFET开关管Q3的栅极与二极管D7的阴极连接，将二极管D7的阳极通过电阻R6与外部电源的输出端VCC连接；
步骤702、将电阻R12接在MOSFET开关管Q3的栅极与源极之间；
步骤703、将晶闸管Q4的阳极与二极管D7的阳极连接，将晶闸管Q4的阴极接地，将晶闸管Q4的门极与MOSFET开关管Q3的源极连接；
步骤704、将二极管D3和二极管D4串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，将二极管D3和二极管D4串联后的阴极与比较器U2的反相输入端连接；
步骤705、将二极管D5和二极管D6串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，将二极管D5和二极管D6串联后的阴极与比较器U1的反相输入端连接。
本发明推挽式ICPT自激起振控制电路的工作原理为：电路上电后，VCC给起振电路供电，此时晶闸管Q4处于截止状态，VCC在经限流维持电阻R6与驱动控制电路1分压后通过降压二极管D7给起振电路4的MOSFET开关管Q3的栅极提供开启电压，使MOSFET开关管Q3导通；起振电路4的MOSFET开关管Q3导通后，电流源输出的电流灌入谐振网络3并使谐振网络3储能，电流流出谐振网络3后经MOSFET开关管Q3和采样电阻R15流回电流源负极；由于采样电阻R15和MOSFET开关管Q3漏源导通电阻均很小，流过起振回路4的电流会迅速上升，当电流上升到使采样电阻R15两端的电压达到晶闸管Q4的门极触发电压时，晶闸管Q4导通；之后，晶闸管Q4阳极电压被其导通压降钳制在0.8V；晶闸管Q4阳极电压经降压二极管D7降压后加在起振电路4的MOSFET开关管Q3的栅极上，使MOSFET开关管Q3的栅源电压低于MOSFET开关管Q3的阈值电压，保证MOSFET开关管Q3可靠关断，谐振网络3储能后，驱动电路1开始工作，此时通过二极管D3、二极管D4、二极管D5和二极管D6实现起振电路4和驱动电路1隔离，防止起振电路4对驱动电路1造成干扰，驱动电路1通过采集谐振网路3的电压，通过两路过零比较，输出两路互补的驱动信号，最终达到频率跟踪。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。
Claims (6)
1.一种推挽式ICPT自激起振控制电路，所述推挽式ICPT包括逆变变换器(2)和谐振网络(3)，其特征在于：所述推挽式ICPT自激起振控制电路包括驱动控制电路(1)和起振电路(4)；所述逆变变换器(2)包括MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，所述电感L2和电感L3串联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电感L2和电感L3串联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，所述电感L1的一端与电感L2和电感L3的连接端连接，所述电感L1的另一端为逆变变换器(2)的输入端Vi，所述电阻R5接在MOSFET开关管Q1的栅极与源极之间，所述电阻R2接在MOSFET开关管Q2的栅极与源极之间；所述谐振网络(3)包括并联的电容C2和耦合变压器电感L4，所述电容C2和耦合变压器电感L4并联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电容C2和耦合变压器电感L4并联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
所述驱动控制电路(1)包括比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20；所述电阻R9的一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，所述电阻R14的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述电阻R9的另一端通过电阻R8接地，所述电阻R14的另一端通过电阻R16接地，所述二极管D1的阳极和二极管D2的阴极均与电阻R9和电阻R8的连接端连接，所述二极管D1的阴极和二极管D2的阳极均与电阻R14和电阻R16的连接端连接，所述电阻R10的一端和电阻R18的一端均与电阻R8和电阻R9的连接端连接，所述电阻R13的一端和电阻R17的一端均与电阻R14和电阻R16的连接端连接，所述比较器U1的反相输入端与电阻R10的另一端连接，所述比较器U1的同相输入端与电阻R13的另一端连接，所述比较器U2的反相输入端与电阻R17的另一端连接，所述比较器U2的同相输入端与电阻R18的另一端连接，所述电阻R7接在比较器U1的负电压供电VEE和反相输入端之间，所述电阻R20接在比较器U2的负电压供电VEE和反相输入端之间，所述电阻11接在比较器U1的正电压供电VCC和输出端之间，所述电阻19接在比较器U2的正电压供电VCC和输出端之间，所述电源驱动芯片TPS2812的第2引脚与比较器U2输出端连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第3引脚接地,所述电源驱动芯片TPS2812的第4引脚与比较器U1输出端连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第7引脚通过电阻R3与MOSFET开关管Q1的栅极连接，所述电源驱动芯片TPS2812的第5引脚通过电阻R4与MOSFET开关管Q2的栅极连接；
所述起振电路(4)包括MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7，所述MOSFET开关管Q3的漏极与MOSFET开关管Q1的漏极连接，所述MOSFET开关管Q3的源极通过电阻R15接地，所述MOSFET开关管Q3的栅极与二极管D7的阴极连接，所述二极管D7的阳极通过电阻R6与外部电源的输出端VCC连接，所述电阻R12接在MOSFET开关管Q3的栅极与源极之间，所述晶闸管Q4的阳极与二极管D7的阳极连接，所述晶闸管Q4的阴极接地，所述晶闸管Q4的门极与MOSFET开关管Q3的源极连接，所述二极管D3和二极管D4串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，所述二极管D3和二极管D4串联后的阴极与比较器U2的反相输入端连接，所述二极管D5和二极管D6串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，所述二极管D5和二极管D6串联后的阴极与比较器U1的反相输入端连接。
2.按照权利要求1所述的一种推挽式ICPT自激起振控制电路，其特征在于：所述MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2和MOSFET开关管Q3的型号均为IRF640。
3.按照权利要求1所述的一种推挽式ICPT自激起振控制电路，其特征在于：所述晶闸管Q4的型号为MCR100-6。
4.按照权利要求1所述的一种推挽式ICPT自激起振控制电路，其特征在于：所述比较器U1和比较器U2分别为比较器芯片LM319内部的两个比较器。
5.按照权利要求1所述的一种推挽式ICPT自激起振控制电路，其特征在于：所述二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7的型号均为1N4148。
6.一种设计如权利要求1所述电路的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
步骤一、选择合适谐振电路(3)参数的电容C2和耦合变压器电感L4,具体过程为：
步骤101、根据9nF≤C2≤100nF选取电容C2的容值；
步骤102、根据公式计算电感量LP，并选取耦合线圈的电感量为LP的耦合变压器电感作为耦合变压器电感L4；其中，fo为谐振电路(3)的工作频率；
步骤二、选择合适逆变变换器(2)参数的MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，具体过程为：
步骤201、选取MOSFET开关管Q1和MOSFET开关管Q2的型号均为IRF640；
步骤202、根据1mH≤L1≤15mH选取电感L1的感值；
步骤203、根据1mH≤L2≤10mH选取电感L2的感值；
步骤204、根据1mH≤L3≤10mH选取电感L3的感值；
步骤205、根据5kΩ≤R2≤20kΩ选取电阻R2的阻值；
步骤206、根据5kΩ≤R5≤20kΩ选取电阻R5的阻值；
步骤三、选择合适驱动控制电路(1)参数的比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20；并选择合适起振电路(4)的MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7；具体过程为：
步骤301、选取比较器芯片LM319内部的两个比较器分别作为比较器U1和比较器U2；
步骤302、选取二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7的型号均为1N4148；
步骤303、选取MOSFET开关管Q3的型号均为IRF640；
步骤304、选取晶闸管Q4的型号为MCR100-6；
步骤305、根据10kΩ＜R8＜50kΩ选取电阻R8的阻值；
步骤306、根据公式选取电阻R9、电阻R14和电阻R16的阻值；其中，Va为谐振电路(3)与MOSFET开关管Q2的漏极连接的一端的电压，Vb为谐振电路(3)与MOSFET开关管Q1的漏极连接的一端的电压；
步骤307、根据500Ω≤R10≤5kΩ选取电阻R10的阻值；
步骤308、根据R17＝R10选取电阻R17的阻值；
步骤309、根据选取电阻R6的阻值；其中，ISCR为晶闸管Q4导通时流经电阻R10的电流，Ihold为晶闸管Q4的维持电流；
步骤3010、根据公式选取电阻R16的阻值；其中，USCR为晶闸管Q4的阳极电压,UST为MOSFET开关管Q3的启动电压，UD为二极管D7的压降；
步骤3011、根据5kΩ≤R11≤50kΩ选取电阻R11的阻值；
步骤3112、根据R19＝R11选取电阻R19的阻值；
步骤3013、根据5Ω≤R3≤50Ω选取电阻R3的阻值；
步骤3014、根据R4＝R3选取电阻R4的阻值；
步骤3015、根据500Ω≤R13≤1.5kΩ选取电阻R13的阻值；
步骤3016、根据R18＝R13选取电阻R18的阻值；
步骤3017、根据50kΩ≤R7≤150kΩ选取电阻R7的阻值；
步骤3018、根据R20＝R7选取电阻R20的阻值；
步骤3019、根据0.1Ω≤R15≤2Ω选取电阻R15的阻值；
步骤3010、根据5kΩ≤R12≤20kΩ选取电阻R12的阻值；
步骤四、连接MOSFET开关管Q1、MOSFET开关管Q2、电感L1、电感L2、电感L3、电阻R2和电阻R5，构成逆变变换器(2)；具体过程为：
步骤401、将电感L2和电感L3串联；
步骤402、将电感L2和电感L3串联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电感L2和电感L3串联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
步骤403、将电感L1的一端与电感L2和电感L3的连接端连接，将电感L1的另一端用导线引出作为逆变变换器(2)的输入端Vi；
步骤404、将电阻R5接在MOSFET开关管Q1的栅极与源极之间，
步骤405、将电阻R2接在MOSFET开关管Q2的栅极与源极之间；
步骤五、连接电容C2和耦合变压器电感L4，构成谐振网络(3)；具体过程为：
步骤501、将电容C2和耦合变压器电感L4并联；
步骤502、将电容C2和耦合变压器电感L4并联后的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电容C2和耦合变压器电感L4并联后的另一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接；
步骤六、连接比较器U1、比较器U2、电源驱动芯片TPS2812、二极管D1和二极管D2，以及电阻R3、电阻R4、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R13、电阻R14、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19和电阻R20，构成驱动控制电路(1)；具体过程为：
步骤601、将电阻R9的一端与MOSFET开关管Q2的漏极连接，将电阻R9的另一端通过电阻R8接地；
步骤602、将电阻R14的一端与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将电阻R14的另一端通过电阻R16接地；
步骤603、将二极管D1的阳极和二极管D2的阴极均与电阻R9和电阻R8的连接端连接，将二极管D1的阴极和二极管D2的阳极均与电阻R14和电阻R16的连接端连接；
步骤604、将电阻R10的一端和电阻R18的一端均与电阻R8和电阻R9的连接端连接；
步骤605、将电阻R13的一端和电阻R17的一端均与电阻R14和电阻R16的连接端连接；
步骤606、将比较器U1的反相输入端与电阻R10的另一端连接，将比较器U1的同相输入端与电阻R13的另一端连接；
步骤607、将比较器U2的反相输入端与电阻R17的另一端连接，将比较器U2的同相输入端与电阻R18的另一端连接；
步骤608、将电阻R7接在比较器U1的负电压供电VEE和反相输入端之间，将电阻R20接在比较器U2的负电压供电VEE和反相输入端之间；
步骤609、将电阻11接在比较器U1的正电压供电VCC和输出端之间，将电阻19接在比较器U2的正电压供电VCC和输出端之间；
步骤6010、将电源驱动芯片TPS2812的第2引脚与比较器U2输出端连接，将电源驱动芯片TPS2812的第3引脚接地,将电源驱动芯片TPS2812的第4引脚与比较器U1输出端连接，将电源驱动芯片TPS2812的第7引脚通过电阻R3与MOSFET开关管Q1的栅极连接，将电源驱动芯片TPS2812的第5引脚通过电阻R4与MOSFET开关管Q2的栅极连接；
步骤七、连接MOSFET开关管Q3、电阻R6、电阻12、电阻15、晶闸管Q4、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6和二极管D7，构成起振电路(4)；具体过程为：
步骤701、将MOSFET开关管Q3的漏极与MOSFET开关管Q1的漏极连接，将MOSFET开关管Q3的源极通过电阻R15接地，将MOSFET开关管Q3的栅极与二极管D7的阴极连接，将二极管D7的阳极通过电阻R6与外部电源的输出端VCC连接；
步骤702、将电阻R12接在MOSFET开关管Q3的栅极与源极之间；
步骤703、将晶闸管Q4的阳极与二极管D7的阳极连接，将晶闸管Q4的阴极接地，将晶闸管Q4的门极与MOSFET开关管Q3的源极连接；
步骤704、将二极管D3和二极管D4串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，将二极管D3和二极管D4串联后的阴极与比较器U2的反相输入端连接；
步骤705、将二极管D5和二极管D6串联后的阳极与晶闸管Q4的阳极连接，将二极管D5和二极管D6串联后的阴极与比较器U1的反相输入端连接。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN201811200831.8A CN109245330A (zh) | 2018-10-16 | 2018-10-16 | 一种推挽式icpt自激起振控制电路及其设计方法 |
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| CN201811200831.8A CN109245330A (zh) | 2018-10-16 | 2018-10-16 | 一种推挽式icpt自激起振控制电路及其设计方法 |
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| CN109245330A true CN109245330A (zh) | 2019-01-18 |
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| CN201811200831.8A Pending CN109245330A (zh) | 2018-10-16 | 2018-10-16 | 一种推挽式icpt自激起振控制电路及其设计方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN109245330A (zh) |
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