CN109218921B - 具有过载保护电路的d类音频放大器及其保护方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及具有输出级的D类音频放大器和保护该D类音频放大器的输出级的功率晶体管免受过载电流的方法。该输出级包括级联耦合在第一DC供应电压与第二DC供应电压之间的多个功率晶体管。该D类音频放大器包括多个栅极驱动器，多个栅极驱动器包括耦合至调制音频信号的相应输入端并且被配置成向多个功率晶体管生成相应的调制栅极驱动信号。第一过载保护电路包括具有代表输出级的第一功率晶体管的电特性的模型晶体管以确定所述模型晶体管的漏极‑源极参考电压，并且该漏极‑源极参考电压可用于指示第一功率晶体管的过载事件或状况。

Description

具有过载保护电路的D类音频放大器及其保护方法

技术领域

本发明涉及具有输出级的D类音频放大器，该输出级包括级联耦合在第一DC供应电压和第二DC供应电压之间的多个功率晶体管。D类音频放大器包括多个栅极驱动器，所述多个栅极驱动器包括耦合至调制音频信号的相应输入端并且被配置成向所述多个功率晶体管生成相应的调制栅极驱动信号。第一过载保护电路包括具有表示输出级的第一功率晶体管的电特性的模型晶体管以确定所述模型晶体管的漏极-源极参考电压，并且该漏极-源极参考电压可以用于指示第一功率晶体管的过载事件或状况。

背景技术

D类音频放大器众所周知并被广泛认可为通过跨扬声器负载切换调制的音频信号(例如脉冲宽度调制(PWM)或脉冲密度调制(PDM))来提供扬声器负载的高能效音频驱动。D类音频放大器通常包括H桥驱动器，该H桥驱动器具有耦合至扬声器负载的相应侧或端子的一对输出端，以跨扬声器施加相反相位的脉冲宽度调制或脉冲密度调制音频信号。在现有技术的基于PWM的D类放大器中，已经使用了用于脉冲宽度调制音频信号的几种调制方案。在所谓的AD调制中，H桥的每个输出端子或节点处的脉冲宽度调制音频信号在相反相位的两个不同电平之间切换或转换(toggle)。两个不同的电平通常分别对应于上电源轨和下电源轨，例如输出级的正DC电压电源轨和负DC电压电源轨。在所谓的BD调制中，跨扬声器负载的脉冲宽度调制信号在三个电平之间交替地切换，其中两个电平可以对应于上述的上DC电压电源和下直流电压电源，而第三个电平为零。后者是通过将扬声器负载的两个端子同时拉至DC电压电源轨中之一而获得的。如在申请人的共同未决专利申请PCT/EP2011/068873中所描述的多级PWM调制中，通常设定为正DC供应轨和负DC供应轨之间的中间供应电平的第三供应电压电平被施加至输出驱动器的输出节点，使得例如可以通过适当配置的输出驱动器跨扬声器负载来施加3电平或5电平的脉冲宽度调制信号。

然而，本领域仍然需要提供对于输出级的功率晶体管的有效过载保护，例如过流保护，同时保持过载保护电路的功耗最小。特别有益的是，将D类音频放大器的过载保护电路在静态工作期间的并且在小音频输出电平处的功耗降至最低，以延长便携式音频设备的电池寿命、减少散热等。在静态工作和小输出信号电平处，过载保护电路的功耗可以表示D类音频放大器的总功耗的一大部分，并且因此使得除非保护电路功耗降低，否则在这些工作条件下它们的整体效率不是最佳的。

发明内容

本发明的第一方面涉及一种D类音频放大器，包括：

用于接收音频信号的输入节点或端子，

调制器，被配置用于接收音频信号并将音频信号转换为具有载波频率或调制频率的调制音频信号，

输出级，包括级联耦合在第一DC供应电压(Pvdd)与第二DC供应电压(Pvss)之间的多个功率晶体管，

多个栅极驱动器，包括耦合至调制音频信号的相应输入端并且被配置成向所述多个功率晶体管生成相应的调制栅极驱动信号，

第一过载保护电路，包括具有代表输出级的第一功率晶体管的电特性的模型晶体管。过载保护电路被配置成：

-重复确定所述模型晶体管的漏极-源极参考电压，

-比较漏极-源极参考电压与第一功率晶体管的漏极-源极电压，

-基于漏极-源极参考电压与第一功率晶体管的漏极-源极电压之间的比较结果而生成过载信号。

D类音频放大器可以包括脉冲宽度调制(PWM)、脉冲密度调制(PDM)或空间矢量调制(SVM)，使得施加至所述多个功率晶体管的相应调制栅极驱动信号以相应的方式被调制。D类音频放大器可以包括使用各种输出级拓扑例如H桥拓扑或单端拓扑的2级AD类或BD类脉冲密度调制(PDM)或者两级或多级脉冲宽度调制(PWM)。

D类音频放大器的DC供应电压即第一DC供应电压与第二DC供应电压之间的差可以在5伏与120伏之间。DC供应电压可以被提供作为单极性或双极性DC电压，例如相对于放大器的接地参考GND的+40伏或+/-20伏。

过载保护电路可以包括数字或模拟控制器以执行上述任务以及可能的其他常规任务(house-holding)或信号处理任务。该控制器可以包括基于与D类音频放大器的任何时钟信号异步操作的组合逻辑的相对简单的数字电路。在这样的实施方式中，数字控制器可以根据自定时机构工作并且包括一些适当配置的有源和无源部件以及数字门，以确定所述模型晶体管的漏极-源极参考电压，从而将漏极-源极参考电压与第一功率晶体管的漏极-源极电压进行比较并且基于漏极-源极参考电压与第一功率晶体管的漏极-源极电压之间的比较结果而生成过载信号。然而，数字控制器的其他实施方式可以包括与D类音频放大器的主系统时钟信号或其他系统时钟信号同步操作的时钟式序列逻辑。在后一实施方式中，控制器可以例如包括可编程逻辑电路或软件可编程或硬连线的数字信号处理器(DSP)或通用微处理器。

输出级包括至少两个级联功率晶体管，例如四个、六个或八个级联功率晶体管。输出级的多个级联功率晶体管优选地包括沉积在诸如硅、氮化镓或碳化硅之类的半导体衬底上的至少一个N沟道场效应晶体管，例如NMOS、LDNMOS或IGBT。在输出级的某些实施方式中，所有功率晶体管被实施为N型MOS晶体管。在替选实施方式中，级联耦合在输出节点与第一或最高DC供应电压(Pvdd)之间的至少功率晶体管是P型MOS晶体管。因此，不需要将P型MOS晶体管的栅极端子驱动至高于第一DC供应电压的DC电压。

输出级的多个功率晶体管可以至少包括第二功率晶体管，该第二功率晶体管具有与第一功率晶体管的相反的极性，由第二栅极驱动器进行驱动。D类音频放大器可以另外包括第二过载保护电路，其被配置成生成用于第二功率晶体管的过载信号。本领域技术人员将理解，D类音频放大器可以包括多个保护电路，其连接至输出级的多个级联功率晶体管中的相应功率晶体管，以提供对整个输出级的有效保护。考虑到保护电路的相关联的功率晶体管的极性和电压范围，多个保护电路中的每一个可以与第一保护电路大部分相同，如以下参照附图详细讨论的。

第一调制栅极驱动信号或驱动电压的频率以及输出级的附加功率晶体管的附加调制栅极驱动信号的频率可以在100kHz与10MHz之间，例如在250kHz与2MHz之间。第一调制栅极驱动信号的频率通常将对应于D类音频放大器的切换频率。切换频率可以取决于诸如所选择的调制类型以及D类放大器的各种性能指标等的因素，其中，调制类型例如脉冲宽度调制(PWM)、脉冲密度调制(PDM)或空间矢量调制(SVM)。因此，输出级的每个功率晶体管可以在音频放大器的切换频率处在其导通状态与非导通状态之间切换。

D类音频放大器的输出级可以包括在中点节点处电互连的上支路和下支路；所述中点节点可连接到扬声器负载。上支路和下支路形成半桥驱动器。上支路可以至少包括第一功率晶体管，并且下支路至少包括第二功率晶体管。在多级输出级中，上支路和下支路中的每一个包括两个或更多个串联连接或堆叠的功率晶体管，如以下参照附图更详细讨论的。如果输出级的上支路包括一个或多个N型MOS晶体管，则它们各自的栅极驱动器可以具有连接至由电压倍增器或电荷泵生成的单独的高侧电压电源的供电电压。电压倍增器或电荷泵可以被配置成生成高于上或第一DC供应电压(Pvdd)的在2V与5V之间的高侧电压。

本领域技术人员将认识到，整个D类音频放大器或至少其所有有源器件可以形成或集成在诸如CMOS或DMOS集成电路的半导体衬底上。半导体衬底提供坚固且低成本的单芯片D类音频放大器，其特别适用于其中成本是重要参数的大批量面向消费者的音频应用，如电视机、手机和MP3播放器等。

第一过载保护电路可以被配置为通过间歇式方案来操作，该间歇式方案包括：

在用于确定当前漏极-源极参考电压的评估或跟踪阶段与用于存储当前漏极-源极参考电压的保持阶段之间重复切换。保持阶段优选持续到随后的评估阶段被初始化为止。该特征允许在例如以下情况下的在第一过载保护电路中的显著的功耗节省：如果在保持期间以及在当前漏极-源极参考电压被确定的跟踪阶段期间的仅激活状态下，某些子电路例如具有模型晶体管和/或电压倍增器的模型电路被关断或断电。第一过载保护电路，特别是之前讨论的第一过载保护电路的控制器，可以被配置成在跟踪阶段期间选择通过模型晶体管的第一偏置电流电平，并且在保持阶段期间选择通过模型晶体管的比第一偏置电流电平小的第二偏置电流电平。尽管模型电路可能无法在保持阶段产生当前漏极-源极参考电压的有效表示或估计，但是漏极-源极参考电压的有效表示可以在保持阶段期间被保持在合适的模拟或数字存储元件上，例如保持电容或电容器。因此，第一过载保护电路可以包括保持电容，并且后者被配置成在跟踪阶段期间被充电至当前漏极-源极参考电压并且在随后的保持阶段期间保持当前漏极-源极参考电压，如在以下参照附图更详细讨论的。

当保持阶段的持续时间显著地长于跟踪阶段的持续时间时，第一过载保护电路的功耗的降低特别显著。保持阶段的持续时间可以是跟踪阶段的持续时间的至少5倍或甚至10倍，例如是跟踪阶段的至少25倍，或者甚至更优选地至少50倍。

根据本发明的一个实施方式，第一过载保护电路被配置成将过载信号传输至第一功率晶体管的栅极驱动器。栅极驱动器可以包括响应于过载信号以根据过载信号的逻辑状态来选择性地断开并且互连第一功率晶体管的栅极端子和源极端子的控制逻辑。当第一功率晶体管的栅极端子和源极端子例如通过晶体管的有限导通电阻互连时，第一功率晶体管切换至其关断状态并且通过功率晶体管的电流中断。因此，第一功率晶体管进入过载保护状态，该过载保护状态可以在触发之后持续一定的时间段，如以下参照附图更详细讨论的。

漏极-源极参考电压可以表示第一功率晶体管在通过第一功率晶体管的预定目标电流——例如通过第一功率晶体管的最大可允许电流——或者可以充当用于激活过载保护的触发(trip)点的任何其他合适电流处的漏极-源极电压。器件制造商可以确定最大可允许电流，以确保功率晶体管保持在其安全工作区域内，从而避免永久性损坏或性能下降。

第一过载保护电路可以包括用于设置模型/复制晶体管的偏置电流的可设计或固定电流源，其中偏置电流将模型晶体管置于线性区域工作中。模型/复制晶体管的宽长(W/L)比可以是第一功率晶体管的宽长比(W/L)的至多100分之一，例如第一功率晶体管的宽长(W/L)比的至多1000分之一。第一功率晶体管的W/L比和模型晶体管的W/L比之间的大的差使得模型电路的电流消耗较小，同时保持对漏极-源极参考电压和第一输出晶体管的漏极-源极电压的精确跟踪，如下面参照附图更详细讨论的。

在一个实施方式中，模型/复制晶体管的偏置电流被设置为第一功率晶体管的预定目标电流的一个预定分数。该预定分数是根据模型/复制晶体管的W/L比与第一功率晶体管的W/L比之间的比率导出的。模型晶体管的W/L比可以小于2或1，并且第一功率晶体管的W/L比可以大于1000或大于5000。

模型晶体管和第一功率晶体管的各自W/L比之间的比率可以大于100、或大于1000、或甚至大于5000。

第一过载保护电路的一个实施方式被配置成估计第一功率晶体管的过驱动电压Vod；并且将过驱动电压的例如在三分之一与五分之一之间的预定分数(例如Vod的四分之一)施加至模型/复制晶体管的栅极端子，以提供漏极-源极参考电压的几分之一。第一过载保护电路的后一实施方式可以另外包括DC乘法电路，其例如包括开关电容器电压倍增器，并且被配置成将漏极-源极参考电压的几分之一与预定分数的倒数相乘以生成漏极-源极参考电压。过驱动电压Vod是对第一功率晶体管的控制电压(例如栅极电压)超过其阈值电压多少的估计，如在下面参照附图更详细讨论的。

模型晶体管仅适于生成漏极-源极参考电压的几分之一而不是完整的漏极-源极参考电压是有利的，这是因为通过模型晶体管的偏置电流可以被减小，如在下面参照附图更详细讨论。

第一过载保护电路可以包括：

减法电路，被配置成使漏极-源极参考电压和第一功率晶体管的漏极-源极电压相减以提供差分电压。B类比较器耦合至差分电压并被配置用于根据差分电压生成过载信号。B类比较器可以包括响应于差分电压的第一极性而进入的基本上无偏置的第一状态，例如零偏置电流，以及响应于差分电压的第二极性而进入的主动(actively)偏置的第二状态。因此，差分电压的第一极性可以指示第一输出晶体管的非过载状况，而差分电压的第二极性指示过载状况。由于通过在输出级的正常工作期间将B类比较器置于B类比较器的无供电状态而实现的第一过载电路的小功耗，因此第一过载电路的这个实施方式是有利的，其中，在输出级的正常工作期间通过第一输出晶体管的电流小于预定目标电流，如下面参照附图更详细讨论的。

输出级可以包括在中点节点处电互连的上支路和下支路，并且中点节点可连接到扬声器负载。下支路和上支路中的每一个可以包括一个、两个或更多个串联连接的功率晶体管。

本发明的第二方面涉及一种保护D类音频放大器的输出级的功率晶体管免受过载电流的方法。该方法包括：

-将音频输入信号施加至D类音频放大器，

调制音频输入信号以生成预定载波频率或调制频率的调制音频信号，

-从调制音频信号中导出用于输出级的功率晶体管的调制栅极驱动信号以在导通状态与非导通状态之间重复切换功率晶体管，

-重复确定具有代表功率晶体管的电特性的模型/复制晶体管的漏极-源极参考电压，

-比较漏极-源极参考电压与第一功率晶体管的漏极-源极电压，

-基于漏极-源极参考电压与第一功率晶体管的漏极-源极电压之间的比较结果而生成过载信号。

该方法还可以包括：

-将过载信号传送至第一功率晶体管的栅极驱动器；

-根据过载信号的逻辑状态、经由栅极驱动器选择性地断开和互连第一功率晶体管的栅极端子和源极端子。

附图说明

结合附图更详细地描述本发明的优选实施方式，在附图中：

图1示意性地示出了根据本发明的示例性实施方式的具有一个或更多个过载保护电路的D类音频放大器；

图2A示出了根据本发明第一实施方式的D类音频放大器的H桥输出级和相关联的栅极驱动器；

图2B示出了根据本发明第二实施方式的D类音频放大器的单端多级输出级和相关联的栅极驱动器；

图3是用于应用于图1所示的D类音频放大器中的示例性栅极驱动器的简化框图；

图4A和图4B是过载保护电路的示例性实施方式的框图；以及

图5示出了过载保护电路的示例性模型-晶体管电路的晶体管级图；以及

图6示出了过载保护电路的示例性开关电容器电压倍增器的简化示意图。

具体实施方式

图1示意性地示出了根据本发明的示例性实施方式的、基于PWM的D类音频放大器1100，该D类音频放大器1100包括例如与图2B中描绘的单端多级输出级1109-2或图2A中描绘的H桥输出级1109-1类似的单端或平衡/差分H桥输出级。该D类音频放大器1100包括与输出级的多个功率晶体管中的相应功率晶体管相关联的一个或若干个过载保护电路。如下面更详细讨论的，过载保护电路中的每一个可以检测要保护的功率晶体管的在其接通状态下的实际漏极-源极电压，并且将实际漏极-源极电压与相应的漏极-源极参考电压进行比较，以确定通过功率晶体的瞬时电流是否超过特定的目标/触发电流，所述目标/触发电流可以表示通过功率晶体管的最大可允许电流。

D类音频放大器1100包括用于接收音频输入信号的输入端子或节点。D类音频放大器1100还包括布置在可调节环路滤波器1103前面的模拟求和节点1101，以在音频输入节点处接收模拟音频输入信号。从输出级1109的输出电压导出反馈信号1115，该输出级在可选输出滤波器电路1113之前并且经由反馈衰减器1111耦合至求和节点1101。由求和节点1101从模拟音频输入信号中减去输出电压以形成被施加至固定或可调节环路滤波器1103的输入端的误差信号或差信号。如示意性示出的，可调节环路滤波器1103可以具有多个拓扑，并且通常至少包括一个积分器或若干级联积分器。通过积分器符号和各个增益系数k1至kn在图1中示意性地示出了积分器，所述积分器操作成在将误差信号传输至调制器1105之前对误差信号进行低通滤波。调制器1105被配置成用于接收在环路滤波器1103的输出处供应的经低通滤波的音频信号，并且将该音频信号转换成具有预定载波频率或调制频率的调制音频信号。调制器1105可以例如包括模拟或数字脉冲宽度调制器(PWM)电路或者模拟或数字脉冲密度调制器电路(PDM)。PWM调制器1105的调制或载波频率可以由例如布置在控制器1117内的时钟电路1121来控制，时钟电路1121产生至调制器1105的同步脉冲。D类音频放大器可以包括可调节PWM调制频率，该可调节PWM调制频率可以分别针对音频输入信号的高电平、中电平和低电平而在若干预设值例如150kHz、300kHz和600kHz之间进行切换。在若干有用的实施方式中，调制频率的最大设置值可以在300kHz与5MHz之间。

D类音频放大器1100包括栅极驱动电路或块1107，栅极驱动电路或块1107包括多个单独的栅极驱动器，该多个单独的栅极驱动器具有直接或间接地耦合至由调制器1105供应的调制音频信号的相应输入端。调制器1105可以被配置成导出调制音频信号的多个相位，并且将这些相位供应至多个栅极驱动器中的相应栅极驱动器以设置多个功率晶体管的调制栅极驱动信号之间的期望相位关系。如下面所讨论的，调制栅极驱动信号被施加至输出级1109的多个功率晶体管或输出晶体管中的相应功率晶体管或输出晶体管，使得每个功率晶体管根据所讨论的调制栅极驱动信号在导通状态与非导通状态之间重复切换，如下文描述的那样。特别是在由栅极驱动器驱动的功率晶体管被布置在输出级的高侧的情况下，一个或更多个栅极驱动器可以包括一个或多个电平转换器。D类音频放大器1100另外包括控制电路1117，控制电路1117可以控制放大器1100的各种工作参数。控制电路1117可以包括配置数据生成器(未示出)，该配置数据生成器经由配置总线或线1114连接至栅极驱动器电路1107并且可选地连接至输出级1109。如下面所讨论的，配置数据生成器将特定配置数据传输至栅极驱动器电路1107的配置接收器(图3的305)以设置多个栅极驱动器中的每一个的各种类型的工作参数，如下文讨论的那样。配置数据生成器适于将特定配置数据传输至栅极驱动器电路1107的一个或若干个过载或过电流保护电路(图3的310)，以设置过载保护电路的各种类型的工作参数，例如先前讨论的一个或多个功率晶体管的目标/触发电流、过载信号的锁存时间常数以及可选地特定于制造测试和/或调节的各种参数。控制电路1117可以包括软件可编程配置下的或者作为例如包括数字状态机的专用计算硬件的数字信号处理器(DSP)，数字信号处理器(DSP)被配置成根据一组可执行程序指令或硬连线状态而提供下述功能或操作。

控制电路1117可以可选地被配置成确定音频信号的电平，并且基于所确定的或检测到的音频信号的电平来调节由栅极驱动器中的至少一个生成的调制栅极驱动信号中的至少一个的电平。该特征由从调制器1105去往控制器1117的调制监测信号1112示意性地示出。可替选地，如在申请人的共同未决申请EP 17170697.1中进一步公开的，控制电路1117可以例如通过检测输入节点、内部节点或功率级1109的输出端处的音频输入信号来确定音频信号的电平，该申请的全部内容通过引用并入本文。

图2A示出了根据本发明的第一实施方式的H桥输出级1109-1以及用于D类音频的H桥输出级1109-1的功率晶体管N1、P1、N2、P2中的各个功率晶体管的相关联的栅极驱动器201、202、203、204。第一半桥驱动器包括具有NLDMOS或NMOS晶体管N1的上支路以及具有PLDMOS或PMOS晶体管P1的下支路，上支路和下支路在中点节点Out1处电互连。NLDMOS晶体管N1和PLDMOS晶体管P1在第一DC供应电压(Pvdd)与第二DC供应电压(Pvss)之间级联连接。Pvdd可以是在5V与40V之间的正DC电压，而Pvss可以是接地(GND)或负DC供应电压。如示意性示出的，中点节点Out1可连接至扬声器负载的第一端子。H桥输出级1109-1另外包括第二半桥驱动器，该第二半桥驱动器包括具有NLDMOS或NMOS晶体管N2的上支路以及具有PLDMOS或PMOS晶体管P2的下支路，上支路和下支路在第二中点节点Out2处电互连。如示意性示出的，中点节点Out2可连接至扬声器负载的第二端子。本领域技术人员将理解，在本发明的一些实施方式中，第一半桥驱动器和第二半桥驱动器的相应部件在名义上可以是相同的。由用于功率晶体管N1、P1、N2、P2的栅极的各个栅极驱动器201、202、203、204供应的相应调制栅极驱动信号或栅极驱动电压可以是互补的，使得节点Out1和Out2处的输出电压以相反的相位被切换。通过配置总线或线1114来供应先前讨论的栅极驱动器201、202、203、204中的每一个的配置数据。每个栅极驱动器的配置数据包括先前讨论的过载保护电路的工作参数，并且可以包括例如对被供应至互连功率晶体管的调制栅极驱动信号的电压电平进行设计的其他参数。这些其他参数的特征和应用在申请人的共同未决申请EP17170697.1中公开，该申请的全部内容通过引用并入本文。第一DC参考电压(Vdc_ref)为NMOS晶体管N1、N2的栅极驱动器201、202中的每一个供电，并且该第一DC参考电压可以与第一DC供应电压(Pvdd)相同或者是从第一DC供应电压(Pvdd)导出的较低DC电压。当音频信号超过信号电平阈值时，第一DC参考电压优选地足够高以提供被施加在NMOS功率晶体管N1、N2的栅极上的相应调制栅极驱动信号的合适电平或电压。在NMOS功率晶体管N1、N2被接通即处于导通状态时，第一DC参考电压的高值提供NMOS功率晶体管N1、N2的小导通电阻。另一方面，第一DC参考电压不应该超过功率晶体管的任何指定的最大安全栅极-源极电压。本领域技术人员将认识到，第一DC参考电压(Vdc_ref)例如可以根据NMOS功率晶体管N1、N2的尺寸和半导体特性而在3V与6V之间。类似的考虑适用于栅极驱动器204、207及其相关联的PMOS晶体管P1、P2。

脉冲宽度调制音频信号Pwm_a1、Pwm_a2、Pwm_a3和Pwm_a4被施加至栅极驱动器201、202、203、204的相应信号输入端。可以根据需要通过相应的栅极驱动器对这些脉冲宽度调制音频信号Pwm_a1、Pwm_a2、Pwm_a3和Pwm_a4进行缓冲并且可能对其进行电平转换来生成用于功率晶体管N1、P1、N2、P2的栅极输入/端子中的各个栅极输入/端子的适当调制的栅极驱动信号，以根据所讨论的调制栅极驱动信号使功率晶体管中的每一个在接通状态与关断状态之间适当地切换。

图2B示出了根据本发明的第二实施方式的单端多级输出级1109-2以及用于D类音频的输出级1109-2的功率晶体管N1、N2、P1、P2中的各个功率晶体管的相关联的栅极驱动器201、203、205、207。根据本发明的第二实施方式，多级输出级1109-2包括具有第一NLDMOS或NMOS晶体管N1和第二NLDMOS或NMOS晶体管N2的上支路以及包含第一PLDMOS或PMOS晶体管P1和第二PLDMOS或PMOS晶体管P2的下支路。上支路和下支路在中点节点Out1处电互连。输出级的NLDMOS N1、N2和PLDMOS晶体管P1、P2级联连接在第一DC供应电压(Pvdd)与第二DC供应电压(Pvss)之间。Pvdd可以是在5V至40V之间的正DC电压，而Pvss可以是接地(GND)或负DC供应电压。飞跨电容器连接在输出级的第一中间节点与第二中间节点之间，并且可以被充电至Pvdd减去Pvss的约一半的电压。如示意性示出的，中点节点Out1可能通过可选低通滤波器1113可连接至扬声器负载的第一端子。本领域技术人员将认识到，多级输出级的替选实施方式可以包括与上面讨论的H桥拓扑类似的H桥拓扑。本领域技术人员还将理解，NLDMOS N2及其栅极驱动器203被布置在输出级的高侧部分上，并且可能需要适当的电平转换器(shifter)以驱动N2的栅极-源极端子。本领域技术人员将理解，在本发明的一些实施方式中，下支路和栅极驱动电路的相应部件在名义上可以是相同的。可以对由用于功率晶体管N1、N2和P1、P2的栅极的各个栅极驱动器201、203、205、207供应的相应调制栅极驱动信号进行相对地相移，使得节点Out1处的输出电压在三个分立电压电平Pvdd、0.5Pvdd和Pvss之间进行切换，其中，在本实施方式中假定Pvss为GND。如上所述，由控制器通过配置总线或线(1114-2)供应或写入配置数据Config.data，该配置数据与栅极驱动器201、203、205、207中的每一个的过载保护电路的工作相关联。该数据接口相应地使得先前讨论的控制器能够根据需要调整过载保护电路的各种工作参数，例如保护电路的目标电流或触发点电流。

图3是先前讨论的用于高侧LDNMOS晶体管N2的栅极驱动器203或驱动器电路的示例性实施方式的简化框图。栅极驱动器203包括线性调节器302，线性调节器302被配置成从第一DC供应电压Pvdd或正DC供应电压Pvdd导出先前讨论的第一DC参考电压(Vdc_ref)。线性调节器302可以包括输出电压控制回路，该输出电压控制回路通过合适的参考电压或电流建立第一DC参考电压的固定且稳定的电平，而不管正DC供应电压Pvdd的变化。栅极驱动器203包括先前讨论的配置接收器305，配置接收器305通过电平转化器电路1109耦合至控制器以通过数据总线1114接收配置数据，从而对栅极驱动器203的各种类型的配置数据进行易失性或非易失性存储。配置接收器305读取并且存储先前讨论的过载保护电路的工作参数以及栅极驱动器的可能的其他工作参数，例如选择被供应至互连功率晶体管的调制栅极驱动信号的电平或电压的电平模式位或控制信号。先前讨论的过电流或过载保护电路310被配置成监测并限制通过功率晶体管N2的电流，以防止N2的过电流和/或过电压损坏或破坏。过载保护电路310经由信号线或总线313与驱动资源电路320对接，其中信号线或总线313将先前讨论的过载信号的锁存版本传送至驱动资源电路320。如下面更详细讨论的，驱动资源电路320与栅极资源电路330对接以控制栅极资源电路330中的各种硬件部件的工作。

图4A是过载电路310的第一子电路或部分310-1的简化框图，并且包括第一DC参考电压发生器。第一DC参考电压发生器包括第一阈值检测器401和第二阈值检测器403。取决于输出级的拓扑，先前讨论的栅极驱动器201、203、205、207中的每一个均可以包括具有这样的DC参考电压发生器的专用过载电路，或者单个DC参考电压发生器可以由若干栅极驱动器共享。由第一DC参考电压发生器提供的信号可以与先前讨论的、在申请人的共同未决申请EP 17170697.1中讨论的自适应栅极驱动器电路共享，以获得在多种功能(例如过载保护)与栅极驱动器电路的自适应栅极驱动器之间共享的高效硬件。

被施加至第一DC参考电压发生器的第一DC参考电压Vdc_ref可以在外部或内部生成，并且被施加至DC参考电压发生器的第一求和器或加法器407的第一输入端。DC参考电压发生器被配置成导出用于模型晶体管电路(图4B的451)的参考栅极电压Vtn+1/N*Vod，以设置先前讨论的模型晶体管电路(图4B的451)的模型晶体管的适当偏置点。从第一DC参考电压Vdc_ref与功率晶体管N2的估计阈值电压Vtn之差导出参考栅极电压。DC参考电压发生器包括第一阈值检测器401，第一阈值检测器401被配置成估计功率晶体管N2的阈值电压。N2可以是N型MOS器件、DMOS器件或IGBT器件，例如NLDMOS器件。第一阈值检测器401包括与功率晶体管N2相同类型的模型或测试晶体管，以确保功率晶体管N2和测试晶体管的电特性、特别是阈值电压追踪半导体工艺变化和工作温度变化。虽然功率晶体管N2的尺寸显著大于测试晶体管的尺寸，但是功率晶体管N2和测试晶体管例如可以物理上接近地布置在保持栅极驱动器的公共半导体衬底上以改善器件追踪。测试晶体管可以是二极管耦合的，并且测试发生器(未示出)可以被配置成在D类放大器的工作期间间歇地或连续地将预设测试电流施加至测试晶体管，该预设测试电流例如在测试晶体管的漏极-源极端子或节点之间流动。测试电流可以在1μA至100μA之间，例如2μA至3μA，以使功耗最小化。阈值检测器401最终输出所确定的测试晶体管的阈值电压Vtn作为对第一功率晶体管N2的实际阈值电压的估计。估计的阈值电压Vtn可以在0.9V与1.3V之间，例如如附图中所指示的对于N型MOS晶体管约为1.1V。如果在D类音频放大器的工作期间激活或工作时段明显短于非激活时段，则测试电流发生器的间歇工作将引起第一阈值检测器401中的显著电力节省。

DC参考电压发生器另外包括第二阈值检测器403，第二阈值检测器403被配置成估计栅极驱动器的典型低电压MOS晶体管的阈值电压。这种典型的低电压MOS晶体管可以是普通的或低电压NMOS器件或者普通的或低电压PMOS器件。阈值检测器403优选地包括与B类比较器(图4B中的459)的晶体管M1相同类型的参考晶体管，并且这两个晶体管均可以是集成电路的典型低电压晶体管。后一种状况确保参考或模型晶体管与B类比较器的晶体管的电特性、特别是阈值电压追踪半导体工艺变化和工作温度变化。另外，第二阈值检测器403可以以与上面讨论的第一阈值检测器401类似的方式工作，以估计典型低电压晶体管的阈值电压Vt_low。

DC参考电压发生器包括第一减法器407，第一减法器407将Vdc_ref与功率晶体管N2的估计阈值电压Vtn相减以确定过驱动电压Vod。过驱动电压Vod是在栅极电压等于第一DC参考电压的情况下，对M2的栅极电压超过其阈值电压的量的估计。由除法电路409计算或确定该过驱动电压Vod的例如在三分之一与五分之一之间的预定分数，即，N＝3和N＝5，其中N是正整数，并且过驱动电压的分数被传输至求和电路的第二加法器413。除法电路409可以例如包括开关电容除法器。加法器413将Vod的预定分数与估计的阈值电压Vtn相加以在求和电路413的输出处提供阈值补偿过驱动电压Vtn+1/N Vod。如下面所讨论的，阈值补偿过驱动电压Vtn+1/N Vod被施加至模型晶体管电路(图4B的451)的模型晶体管的栅极端子。本领域技术人员将认识到，由除法电路409进行的过驱动电压Vod的预定分数的计算和使用仅是可选特征。DC参考电压发生器的替选实施方式可以将整个过驱动电压Vod与估计的阈值电压Vtn相加，并且在模型晶体管电路中进行适当的补偿。

阈值补偿过驱动电压Vtn+1/N Vod和阈值电压Vt_low被施加至图4B中所示的过载电路310的第二部分310-2的相应输入端。阈值补偿过驱动电压被施加至模型电路451的输入端以将其中的模型晶体管501(N2-模型)置于适当的三极管工作条件下，模型晶体管501准确地表示或模拟功率晶体管N2的漏极-源极电阻和漏极-源极电压。图5示出了模型电路451的晶体管级图。模型电路451包括用于设置模型/复制晶体管501的偏置电流的可设计的或固定的电流源Ib1。选择偏置电流使得当阈值补偿过驱动电压被施加至模型晶体管501的栅极端子时，模型晶体管驻留在三极管区域工作中。如示意性示出的，由电流源Ib1传送的偏置电流可以根据先前讨论的配置数据的特定数据位或字段在制造时被固定或者是可设计的。因此，模型晶体管501呈现特定的漏极-源极电阻，其导致生成经缩放的漏极-源极参考电压Vds/N，其中缩放比率或因子N对应于Vod的预定分数的整数N。换言之，如果过驱动电压的分数是0.25*Vod，则跨模型晶体管501的经缩放的漏极-源极参考电压Vds/N也是漏极-源极参考电压Vds的0.25倍。模型晶体管501与功率晶体管N2例如LDNMOS的类型和极性相同，使得模型晶体管501的电特性、特别是其漏极-源极电压表示第一功率晶体管N2的电特性。然而，模型晶体管501的物理尺寸明显小于第一功率晶体管的尺寸。模型晶体管501可以例如具有为第一功率晶体管的宽长比(W/L)的至少100分之一——例如为第一功率晶体管的宽长比(W/L)的1000分之一或更小——的宽长比(W/L)。

通过模型晶体管501的偏置电流优选地被设置成第一功率晶体管的目标电流或触发点电流的预定分数，其中目标电流或触发点电流可以被设置成第一功率晶体管的最大电流。用于使模型晶体管501偏置的第一功率晶体管的目标电流的预定分数可以方便地根据模型晶体管501和第一功率晶体管的尺寸比率确定，或者根据模型晶体管501和第一功率晶体管的尺寸比率导出。因此，如果第一功率晶体管N2的W/L比率是1000并且第一功率晶体管的目标电流是5A并且模型晶体管501的W/L比率被选择为1，则模型晶体管501的偏置电流可以被设置成5A/1000＝5mA。如果模型晶体管501的栅极源极电压等于Vdc_ref，则在三极管区域工作和栅极电压Vdc_ref下，5mA偏置电流导致跨模型晶体管501的漏极-源极参考电压，该漏极-源极参考电压基本等于在5A目标电流下跨第一功率晶体管的漏极-源极电压。本领域技术人员将认识到，模型晶体管501的减小的物理尺寸使得所生成的漏极-源极参考电压准确追踪或表示在目标电流下跨第一功率晶体管的漏极-源极电压，同时将模型电路的功耗保持为最小值，例如上面讨论的5mA偏置电流。模型电路451的低功耗是有利的，这是因为过载保护电路必须在D类放大器的输出级的包括在静态工作条件下和在小输出信号电平下的工作期间保持连续响应。

过载电路310包括从先前讨论的可选的使用过驱动电压的分数部分而不是全部过驱动电压Vod作为模型晶体管501的驱动/栅极电压而得到的另一功耗降低特征，模型晶体管501的驱动/栅极电压对应于第一功率晶体管的栅极驱动电压。如上面简要提到的，模型晶体管501上的分数倍的过驱动电压导致跨模型晶体管两端形成的漏极-源极电压的相应的分数倍降低。因此，在N＝4时，跨模型晶体管501两端形成的漏极-源极电压是真实漏极-源极参考电压Vds_ref的四分之一，并且可以被视为分数倍的漏极-源极参考电压Vds/N。随后通过合适的N倍乘法功能或电路来补偿漏极-源极参考电压的分数特性，以恢复期望的漏极-源极参考电压Vds_ref。过载电路310的本实施方式使用开关电容电压倍增器455来执行该N倍乘法功能，并且将真实的漏极-源极参考电压Vds_ref传送至求和电路457的第一输入端。用于仅产生分数倍漏极-源极参考电压Vds/N而不是全部漏极-源极参考电压的模型电路451的设计或适配是有利的，这是因为可以通过缩放因子N降低偏置电流Ib1的电平，使得模型晶体管501的功耗以因子N减小。如图6所示，开关电容电压倍增器455的示例性实施方式提供了为4的缩放因子N，但是其他实施方式可以使用在8与3之间的缩放因子。

图6所示的开关电容电压倍增器455包括四个级联级，每个级均包括电容器和四个开关SW以逐渐增加输入端子601处的输入电压。分数倍的漏极-源极参考电压Vds/N被施加至输入端子601，并且真实漏极-源极参考电压Vds_ref——即对应于N×Vds/N——在电压倍增器455的输出节点605处被恢复。本领域技术人员将认识到，开关电容电压倍增器455的级可以减少或增加以适应缩放因子N的除了四之外的其他整数值。开关电容电压倍增器455通过将先前讨论的典型低电压晶体管的阈值电压Vt_low引入内部节点603上，来另外地执行减法运算作为专用特征。以这种方式，开关电容电压倍增器455的输出电压等于：Vt_low减去Vds_ref。以这种方式，由开关电容电压倍增器455以整体且有效的方式执行由如图4B的框图示意性示出的求和电路457实现的减法功能。第一功率晶体管N2的实际或测量的漏极-源极电压Vds_N2最终被输入到求和电路457，使得求和电路457的输出电压等于：

Vds_N2-Vds_ref+Vt_low。

本领域技术人员将认识到，将阈值电压Vt_low添加至求和电路457是用于补偿B类比较器(459)的晶体管M₁的阈值电压的可选特征。因此，过载保护电路的其他实施方式可以使用没有任何DC偏移电压的其他类型的比较器电路，并且因此消除了将阈值电压Vt_low添加至求和电路457的需求。求和电路457的输出电压通过例如包括一个或更多个MOS晶体管的可控开关SW2被施加至保持电容器Chold。当SW2在过载保护电路的追踪阶段期间导通时，求和电路457的输出电压将跨保持电容Chold两端的电压充电至相同电压。保持电容器Chold在随后的保持阶段期间主要保持求和电路457的输出电压，在该保持阶段期间SW2被切换至其关断或非导通状态。保持求和电路457的输出电压的能力尤其是由于在耦合至保持电容器Chold的B类比较器的输入节点458处的非常大的输入电阻。

第一过载保护电路310的至少模型电路451和开关电容电压倍增器455优选地通过包括上述追踪阶段和保持阶段的间歇式方案来进行操作。该特征使得能够进一步降低保护电路的功耗。模型电路451和开关电容电压倍增器455优选地被配置成在追踪阶段与保持阶段之间重复切换，该追踪阶段用于确定当前漏极-源极参考电压Vds_ref，该保持阶段用于存储当前漏极-源极参考电压直到随后的追踪阶段被发起。模型电路451的间歇操作在图5中示出，并且可以由受控开关SW1来执行，受控开关SW1例如包括与模型晶体管501和偏置电流源Ib1串联布置的一个或更多个MOSFET。受控开关SW1在其关断状态与接通状态之间切换，使得在SW1的接通状态期间先前讨论的偏置电流流过模型晶体管501以将电路置于追踪阶段或模式下，在该追踪阶段或模式下，生成当前分数倍的漏极-源极参考电压Vds/N。相反，在SW1的关断状态下即在保持阶段期间，通过模型晶体管501的偏置电流可以基本为零或者至少远小于SW1的接通状态下的偏置电流。因此，模型电路451通常在保持阶段期间将不会产生分数倍的漏极-源极参考电压Vds/N的有效表示，但是这是不重要的，因为在保持阶段期间当前漏极-源极参考电压Vds_ref的有效表示在保持电容Chold上被保持。然而，如下文所述，如果保持阶段的持续时间比追踪阶段的持续时间长得多，则模型电路451的平均功耗可能急剧下降。

开关电容倍增器455可以分别与追踪阶段和保持阶段同步地在激活状态和非激活状态之间切换。可以通过选择性地启用和禁用开关电容倍增器455的内部开关的栅极控制信号来执行该状态切换。受控开关SW2优选地也与追踪阶段和保持阶段同步地进行操作，使得SW2在追踪阶段期间接通/导通以使得求和电路457的输出电压将保持电容器Chold适当地充电至基本相同的电压。SW2在保持阶段期间被切换至关断/非导通，其中SW2的大关断状态电阻和B类比较器459的大输入阻抗确保Chold上的电压的最小放电。

保持阶段的持续时间可以是追踪阶段持续时间的至少5倍或10倍，例如长至少25倍或更大，优选地至少50倍。在一个示例性实施方式中，追踪阶段的持续时间在0.5μs与10μs之间，并且保持阶段可以是所选择的追踪阶段持续时间的至少5倍或10倍。由于求和电路457的输出电压总计为Vds_N2-Vds_ref+Vt_low，其中出于上面结合阈值参考电路403所讨论的原因电压Vt_low对应于MOSFET M₁的阈值电压，因此在Vds_N2小于当前Vds_ref时，B类比较器459进入基本不偏置且不供电状态。因此，当Vds_N2(第一功率晶体管N2的实际漏极-源极电压)小于当前Vds_ref电压时，MOSFET M₁的栅极-源极电压小于其阈值电压，这使M₁处于其截止区域。B类比较器459的这种不供电状态使输出的过载信号

的逻辑状态处于逻辑高以指示没有过载并且因此对应于输出级的正常工作，在该正常工作中，通过输出晶体管N2的电流小于过载或触发电流电平。因此，在输出级的正常工作期间，B类比较器459的功耗非常小。另一方面，如果Vds_N2(第一功率晶体管N2的实际漏极-源极电压)超过当前Vds_ref电压，则MOSFET M₁的栅极-源极电压增加至其阈值电压以上，使MOSFET M₁越过饱和区域并且进入具有由偏置源Ib确定的偏置电流的三极管区域。偏置电流可以在0.1μA与10μA之间，并且这将B类比较器459切换至供电状态，在供电状态下，过载信号

的逻辑状态转变为逻辑低。逻辑低状态指示输出级的过载事件，即通过输出晶体管N2的电流超过过载或触发电流电平。

本领域技术人员将认识到，B类比较器459的显著特征包括在无过载状况下的连续时间工作以及非常小的功耗。B类比较器459的连续时间工作是有益的，因为该比较器可以立即对输出级中的异步过载事件进行响应，从而快速关断过载的功率晶体管。

本领域技术人员将认识到，模型电路451和倍增器455的该间歇操作以及可选地B类比较器的操作的总体效果是其平均功耗的实质性降低，同时过载信号的逻辑状态在输出级的工作期间始终保持有效。

由B类比较器459供应的过载信号

的逻辑状态优选地由锁存器461锁存或保持。锁存器461优选地包括一个或若干个时间常数电路，并且可能具有迟滞以提高过载保护电路的可靠性。锁存器461可操作成确保在相对于功率晶体管N2的接通瞬间的一定时间延迟之后，执行对在B类比较器459的输出端处供应的过载信号

的逻辑状态的评估或检测。该时间延迟可以取决于输出级的切换时间段而在10ns与500ns之间。输出级的切换时间段可以在10μs与0.2μs之间，其对应于100kHz与5MHz之间的切换频率或调制频率。由于功率晶体管的有限导通时间，这种时间延迟是有利特征，其中，时间延迟被选择成使得仅在功率晶体管实际接通或导通之后才执行对过载信号

的状态的检测。锁存器461可以另外包括迟滞功能或电路，该迟滞功能或电路在检测到过载电流事件之后在特定保持时间内保持锁存器461的门控输出信号OCP门的状态，该过载电流事件通过过载信号

的逻辑状态切换来信号通知。锁存器461的迟滞功能例如可以在输出级的至少一个切换时段内保持门控输出信号OCP门的逻辑状态，而与由B类比较器459供应的过载信号

的任何状态切换无关。因此，避免了过载保护电路进入和退出由OCP门信号指示的过载保护状态的转变率比D类音频放大器的标称切换频率更快。

如之前结合图3所讨论的，门控过载信号OCP门经由合适的线、迹线或总线耦合至与第一功率晶体管的第一栅极驱动器相关联的驱动资源电路320。驱动资源电路320或栅极资源电路330包括适当配置的控制逻辑(未示出)，该控制逻辑响应于门控过载信号OCP门信号而根据逻门控过载信号OCP门的辑状态选择性地使第一功率晶体管N2的栅极端子和源极端子断开连接以及互连。因此，当门控过载信号OCP门的状态指示N2中的过电流事件时，该控制逻辑可以被配置成优先于连接至N2的栅极端子的任何其他控制或切换逻辑，并且将N2的栅极-源极电压拉至约零以关断N2并且中断通过N2的过量电流。

最后，本领域技术人员将认识到，D类音频放大器的输出级例如图2A图2B中示出的示例性输出级实施方式的所有四个、八个或甚至更多个栅极驱动器可以包括相应的过载电路，该过载电路以相应的方式进行操作以选择性地保护输出级的功率晶体管中的每一个免受过电流事件——例如，由于输出级的输出节点处的短路而引起的事件或者由于连接至输出级的输出节点的扬声器负载的阻抗太小而引起的事件等——的影响。

Claims (16)

1.一种D类音频放大器，包括：

输入节点或输入端子，其用于接收音频信号，

调制器，其被配置成接收所述音频信号并且将所述音频信号转换成具有载波频率或调制频率的调制音频信号，

输出级，其包括级联地耦合在第一DC供应电压与第二DC供应电压之间的多个功率晶体管，

多个栅极驱动器，其包括耦合至所述调制音频信号的相应输入端并且被配置成向所述多个功率晶体管生成相应的调制栅极驱动信号，

第一过载保护电路，其包括具有代表所述输出级的第一功率晶体管的电特性的模型晶体管，所述第一过载保护电路被配置成：

重复确定所述模型晶体管的漏极-源极参考电压，其中，所述漏极-源极参考电压表示所述第一功率晶体管的在通过所述第一功率晶体管的预定目标电流处的漏极-源极电压，所述预定目标电流是通过所述第一功率晶体管的最大可允许电流，

比较所述漏极-源极参考电压与所述第一功率晶体管的漏极-源极电压，

基于所述漏极-源极参考电压与所述第一功率晶体管的所述漏极-源极电压之间的比较来生成过载信号，

其中，所述第一过载保护电路通过间歇式方案进行操作，所述间歇式方案包括：在用于确定当前漏极-源极参考电压的估计或跟踪阶段与用于存储所述当前漏极-源极参考电压直到后续估计或跟踪阶段被发起的保持阶段之间重复切换，以及

其中，所述第一过载保护电路被配置成向所述第一功率晶体管的栅极驱动器传输所述过载信号，并且所述第一功率晶体管的栅极驱动器包括响应于所述过载信号而根据所述过载信号的逻辑状态使所述第一功率晶体管的栅极端子和源极端子选择性地断开和互连的控制逻辑。

2.根据权利要求1所述的D类音频放大器，其中，所述第一过载保护电路被配置成在所述估计或跟踪阶段期间选择通过所述模型晶体管的第一偏置电流电平；以及

在所述保持阶段期间选择通过所述模型晶体管的小于所述第一偏置电流电平的第二偏置电流电平。

3.根据权利要求1或2所述的D类音频放大器，其中，所述保持阶段的持续时间是所述估计或跟踪阶段的持续时间的至少10倍。

4.根据权利要求3所述的D类音频放大器，其中，所述保持阶段的持续时间是所述估计或跟踪阶段的持续时间的至少25倍。

5.根据权利要求3所述的D类音频放大器，其中，所述保持阶段的持续时间是所述估计或跟踪阶段的持续时间的至少50倍。

6.根据权利要求1所述的D类音频放大器，其中，所述第一过载保护电路包括用于设置所述模型晶体管的偏置电流的可设计电流源或固定电流源；所述偏置电流将所述模型晶体管置于三极管区域工作中；以及

所述模型晶体管的宽长W/L比是所述第一功率晶体管的宽长W/L比的至多一百分之一。

7.根据权利要求6所述的D类音频放大器，其中，所述模型晶体管的宽长W/L比是所述第一功率晶体管的宽长W/L比的至多1000分之一。

8.根据权利要求6或7所述的D类音频放大器，其中，将所述模型晶体管的所述偏置电流设置成所述第一功率晶体管的所述预定目标电流的预定分数，其中，所述预定分数是根据所述模型晶体管的W/L比与所述第一功率晶体管的W/L比之间的比率而导出的。

9.根据权利要求1或2所述的D类音频放大器，其中，所述第一过载保护电路被配置成：

估计所述第一功率晶体管的过驱动电压；以及

将在三分之一至五分之一之间的预定分数倍的所述过驱动电压施加至所述模型晶体管的栅极端子，以提供分数倍的漏极-源极参考电压，

其中，所述第一过载保护电路还包括DC乘法电路，其包括开关电容器电压倍增器，所述开关电容器电压倍增器被配置成将所述分数倍的漏极-源极参考电压乘以所述预定分数的倒数，以生成所述漏极-源极参考电压。

10.根据权利要求9所述的D类音频放大器，其中，所述预定分数倍的所述过驱动电压是四分之一倍的所述过驱动电压。

11.根据权利要求1或2所述的D类音频放大器，其中，所述第一过载保护电路包括保持电容，所述保持电容被配置成在所述估计或跟踪阶段期间被充电至所述当前漏极-源极参考电压，并且在随后的保持阶段期间保持所述当前漏极-源极参考电压。

12.根据权利要求1或2所述的D类音频放大器，其中，所述第一过载保护电路包括：

减法电路，其被配置成使所述漏极-源极参考电压和所述第一功率晶体管的漏极-源极电压相减以提供差分电压，

B类比较器，其耦合至所述差分电压并且被配置成根据所述差分电压来生成所述过载信号。

13.根据权利要求12所述的D类音频放大器，其中，所述B类比较器包括响应于所述差分电压的第一极性而进入的第一未偏置状态；以及

响应于所述差分电压的第二极性而进入的第二主动偏置状态。

14.根据权利要求1或2所述的D类音频放大器，其中，所述多个功率晶体管至少包括具有所述第一功率晶体管的相反极性的、由第二栅极驱动器驱动的第二功率晶体管；以及被配置成生成用于所述第二功率晶体管的过载信号的第二过载保护电路。

15.根据权利要求1或2所述的D类音频放大器，其中，所述输出级包括在中点节点处电互连的上支路和下支路；所述中点节点能够连接至扬声器负载。

16.一种保护D类音频放大器的输出级的功率晶体管免受过载电流的方法，所述方法包括：

将音频输入信号施加至所述D类音频放大器，

调制所述音频输入信号以生成具有预定载波频率或调制频率的调制音频信号，

从所述调制音频信号中导出用于所述输出级的功率晶体管的调制栅极驱动信号，以在导通状态与非导通状态之间重复切换所述功率晶体管，

重复确定具有代表所述功率晶体管的电特性的模型晶体管的漏极-源极参考电压，其中，所述漏极-源极参考电压表示所述功率晶体管的在通过所述功率晶体管的预定目标电流处的漏极-源极电压，所述预定目标电流是通过所述功率晶体管的最大可允许电流，

比较所述漏极-源极参考电压与所述功率晶体管的漏极-源极电压，

基于所述漏极-源极参考电压与所述功率晶体管的漏极-源极电压之间的比较来生成过载信号，

其中，所述方法还包括间歇式方案，所述间歇式方案包括：在用于确定当前漏极-源极参考电压的估计或跟踪阶段与用于存储所述当前漏极-源极参考电压直到后续估计或跟踪阶段被发起的保持阶段之间重复切换，以及

其中，所述方法还包括：

将所述过载信号传输至所述功率晶体管的栅极驱动器；

根据所述过载信号的逻辑状态、经由所述栅极驱动器来选择性地断开和互连所述功率晶体管的栅极端子和源极端子。

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