KR20220162431A - Dc-dc 벅 컨버터 및 이의 동작 방법 - Google Patents

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이형민
정우중
공태황
양준혁
이윤호
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 개시의 예시적 실시예에 따른 입력 전압을 강압함으로써 출력 전압을 생성하는 DC-DC 벅 컨버터(buck converter)는, 복수의 트랜지스터들, 제1 커패시터, 제2 커패시터, 및 인덕터를 포함하고, 모드(mode), 및 페이즈(phase)에 따라 가변되는 전류 경로를 형성하도록 구성된 컨버팅 회로, 및 컨버팅 회로의 모드, 및 모드에 대응되는 페이즈에 따라 복수의 트랜지스터들 각각의 온오프를 결정하고, 입력 전압 및 출력 전압의 크기에 따라 모드를 결정하도록 구성된 제어 회로를 포함할 수 있다.

Description

DC-DC 벅 컨버터 및 이의 동작 방법{DC-DC BUCK CONVERTER AND OPERATING METHOD OF THEREOF}
본 개시의 기술적 사상은 DC-DC 컨버터에 관한 것으로서, 자세하게는 높은 DC 전압을 낮은 DC 전압으로 변환할 수 있는 DC-DC 벅 컨버터(buck converter) 및 이의 동작 방법에 관한 것이다.
높은 DC 전압을 낮은 DC 전압으로 변환하기 위한 벅 컨버터(buck converter)는 적정 크기의 전압 입력이 필수적인 전자기기에 있어 중요한 구성요소이다. DC-DC 벅 컨버터는, 모바일, IoT(Internet of Things) 디바이스, 메모리, PMIC(Power Management Integrated Circuit), 또는 배터리 충전기 등의 다양한 분야에 사용될 수 있다. 특히, 배터리를 이용하는 디바이스는 제한된 전력을 이용하기 때문에 한정된 에너지를 높은 효율로 변환하여 이용하는 것이 필요하며, 따라서, 벅 컨버터의 역할이 중요하다.
본 개시의 기술적 사상이 해결하려는 과제는 입력 전압과 출력 전압의 차이가 큰 경우에도 높은 효율로 DC 전압을 변환하는 DC-DC 벅 컨버터(buck converter) 및 이의 동작 방법을 제공하는 데에 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 입력 전압을 강압함으로써 출력 전압을 생성하는 DC-DC 벅 컨버터(buck converter)는, 복수의 트랜지스터들, 제1 커패시터, 제2 커패시터, 및 인덕터를 포함하고, 모드(mode), 및 페이즈(phase)에 따라 가변되는 전류 경로를 형성하도록 구성된 컨버팅 회로, 및 상기 컨버팅 회로의 상기 모드, 및 상기 모드에 대응되는 상기 페이즈에 따라 상기 복수의 트랜지스터들 각각의 온오프를 결정하고, 상기 입력 전압 및 상기 출력 전압의 크기에 따라 상기 모드를 결정하도록 구성된 제어 회로를 포함할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터는, 입력 전원과 제1 노드 사이에 연결된 제1 트랜지스터, 상기 제1 노드와 제2 노드 사이에 연결된 제2 트랜지스터, 상기 제2 노드와 스위칭 노드 사이에 연결된 제3 트랜지스터, 상기 스위칭 노드와 그라운드 노드 사이에 연결된 제4 트랜지스터, 제3 노드와 상기 그라운드 노드 사이에 연결된 제5 트랜지스터, 상기 제3 노드와 제4 노드 사이에 연결된 제6 트랜지스터, 상기 제4 노드와 제5 노드 사이에 연결된 제7 트랜지스터, 상기 제5 노드와 상기 그라운드 노드 사이에 연결된 제8 트랜지스터, 상기 제2 노드와 상기 제5 노드 사이에 연결된 제1 커패시터, 상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이에 연결된 제2 커패시터, 및 상기 스위칭 노드와 출력 노드 사이에 연결된 인덕터를 포함할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 입력 전압을 강압함으로써 출력 전압을 생성하는 DC-DC 벅 컨버터(buck converter)의 동작 방법은, 복수의 트랜지스터들, 제1 커패시터, 제2 커패시터, 및 인덕터를 포함하는 컨버팅 회로에 입력되는 상기 입력 전압, 및 상기 컨버팅 회로의 상기 출력 전압을 획득하는 단계, 및 상기 입력 전압, 및 상기 출력 전압에 기초하여 제1 모드, 및 제2 모드 중 어느 하나의 모드로 동작하는 단계를 포함하고, 상기 어느 하나의 모드로 동작하는 단계는, 상기 제1 모드에서, 제1 페이즈, 및 제2 페이즈를 하나의 주기로 동작하고, 상기 제2 모드에서, 상기 제1 페이즈, 상기 제2 페이즈, 및 제3 페이즈를 포함하는 복수의 페이즈들을 하나의 주기로 동작하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터(buck converter) 및 이의 동작 방법에 의하면, 인덕터로 흐르는 전류의 양을 감소시킴으로써 인턱터의 기생 저항에 의한 전력 손실을 감소시킬 수 있고, 입력 전압 및 출력 전압에 기초하여, DC-DC 벅 컨버터의 모드 또는 페이즈를 적응적으로 변경시킬 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 아니하며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 이하의 기재로부터 본 개시의 예시적 실시예들이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 개시의 예시적 실시예들을 실시함에 따른 의도하지 아니한 효과들 역시 본 개시의 예시적 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터(buck converter) 를 설명하기 위한 블록도이다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 컨버팅 회로(converting circuit)를 도시한 도면이다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터를 설명하기 위한 회로도이다.
도 4a 내지 도 4c는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 페이즈들을 설명하기 위한 회로도이다.
도 5a 및 도 5b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 모드들을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 동작 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 동작 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 동작 방법의 알고리즘을 설명하기 위한 순서도이다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 장치의 전력 시스템을 나타내는 블록도이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 개시의 실시예들에 대해 상세히 설명한다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터(buck converter) 를 설명하기 위한 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터(100)는 컨버팅 회로(converting circuit)(110), 및 제어 회로(control circuit)(130)를 포함할 수 있다.
컨버팅 회로(110)는 입력 전원으로부터 입력 전압(Vin)이 인가되고, 입력 전압(Vin)보다 전압 레벨이 낮은 출력 전압(Vout)을 출력하도록 구성된 회로일 수 있다. 예를 들어, 배터리를 이용하는 IoT(Internet of Things) 디바이스에서 입력 전원은 리튬-이온(Li-ion) 배터리일 수 있으며, 입력 전압(Vin)은 약 2.7V 내지 4.2V에 해당하는 전압일 수 있다. 또한, 출력 전압(Vout)은 해당 입력 전압의 전압 레벨보다 낮으며, 해당 출력 전압(Vout)을 입력 받는 반도체 소자에 따라 달라질 수 있다.
제어 회로(130)는 컨버팅 회로(110)를 제어하도록 구성된 회로일 수 있다. 예를 들어, 제어 회로(130)는 컨버팅 회로(110)가 동작하는 모드 및 페이즈를 결정하는 등 컨버팅 회로(110)의 동작을 제어하도록 구성된 회로일 수 있다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 컨버팅 회로를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 컨버팅 회로(110)는 복수의 트랜지스터들(M1 내지 M8), 제1 커패시터(C1), 제2 커패시터(C2), 및 인덕터(L)을 포함할 수 있다.
예를 들어, 컨버팅 회로(110)는 입력 전원(VIN)과 제1 노드 사이에 연결된 제1 트랜지스터(M1), 제1 노드(211)와 제2 노드(212) 사이에 연결된 제2 트랜지스터(M2), 제2 노드(212)와 스위칭 노드(230) 사이에 연결된 제3 트랜지스터(M3), 스위칭 노드(230)와 그라운드(ground) 노드 사이에 연결된 제4 트랜지스터(M4), 제3 노드(213)와 그라운드 노드 사이에 연결된 제5 트랜지스터(M5), 제3 노드(213)와 제4 노드(214) 사이에 연결된 제6 트랜지스터(M6), 제4 노드(214)와 제5 노드(215) 사이에 연결된 제7 트랜지스터(M7), 제5 노드(215)와 그라운드 노드 사이에 연결된 제8 트랜지스터(M8), 제2 노드(212)와 제5 노드(215) 사이에 연결된 제1 커패시터(C1), 제1 노드(211)와 제3 노드(213) 사이에 연결된 제2 커패시터(C2), 및 스위칭 노드(230)와 출력 노드(250) 사이에 연결된 인덕터(L)을 포함할 수 있다.
또한, 컨버팅 회로(110)는 제3 커패시터(CL), 및 저항(R)을 포함할 수 있다.
제1 트랜지스터(M1), 제2 트랜지스터(M2), 및 제3 트랜지스터(M3)는 각각 PMOS로 구성될 수 있다. 또한, 제4 트랜지스터(M4), 제5 트랜지스터(M5), 제6트랜지스터(M6), 제7 트랜지스터(M7), 및 제8 트랜지스터(M8)는 NMOS로 구성될 수 있으며, 다만, 복수의 트랜지스터들 각각의 구성은 상술한 바에 제한되지 않는다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터를 설명하기 위한 회로도이다.
도 3을 참조하면, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 컨버터(110)는 컨버팅 회로(110) 및 제어 회로(130)을 포함할 수 있다.
도 3의 컨버팅 회로(110)는 도 2의 컨버팅 회로(110)에 대응되는 구성으로, 도 2의 컨버팅 회로(110)와 동일하게 구성될 수 있다.
제어 회로(130)는 컨버팅 회로(110)의 동작을 제어하도록 구성된 회로일 수 있다. 제어 회로(130)는 컨버팅 회로의 입력 전압(VIN), 출력 전압(VOUT), 또는 스위칭 노드의 전압(VX) 등에 기초하여 컨버팅 회로(110)의 동작을 제어하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 제어 회로(110)는 컨버팅 회로(110)의 모드(mode), 또는 페이즈(phase) 등을 결정하도록 구성될 수 있다.
제어 회로(130)는 보상기(compensator)(310), 제1 비교기(comoparator)(350), 및 제2 비교기(370)을 포함할 수 있다.
또한, 제어 회로(130)는 컨트롤 로직(control logic), 레벨 시프터(level shifter), 게이트 드라이버(gate driver)를 포함할 수 있다. 또한, 제어 회로(130)는 컨버팅 회로(110)를 제어하기 위한 다른 구성을 더 포함할 수 있으며, 도 3에 도시된 바에 제한되지 않는다.
보상기(310)는 복수의 변수를 가지는 회로의 기능을 조절하기 위한 소자일 수 있다. 보상기(310)는 저항, 커패시터, 및 오차 증폭기(error amplifier)(330)를 포함할 수 있고, 컨버팅 회로(110)과 연결될 수 있다.
오차 증폭기(330)는 입력된 전압 값과 기준 전압(Vref) 값의 차이 전압을 증폭하여 출력할 수 있는 소자일 수 있다.
제1 비교기(350), 및 제2 비교기(370)는 각각 입력된 두 개의 신호를 비교하는 소자일 수 있다.
제1 비교기(350)는 기준 신호를 수신하도록 구성될 수 있으며, 제2 비교기(370)는 기준 신호의 파형이 상하 반전된 파형을 갖는 반전 기준 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 또한, 제1 비교기(350) 및 제2 비교기(370)는 각각 오차 증폭기(330)의 출력 신호(VE)를 수신하도록 구성될 수 있다.
예를 들어, 기준 신호는 톱니 파형 신호(Vsaw)일 수 있다. 따라서, 제1 비교기(350)는 톱니 파형 신호(Vsaw) 및 오차 증폭기(330)의 출력 신호(VE)를 수신하도록 구성될 수 있다.
또한, 반전 기준 신호는 반전 톱니 파형 신호(IVsaw)일 수 있다. 따라서,제2 비교기(370)는 반전 톱니 파형 신호(IVsaw) 및 오차 증폭기(330)의 출력 신호(VE)를 수신하도록 구성될 수 있다. 반전 톱니 파형 신호(IVsaw)는 톱니 파형 신호(Vsaw)의 파형이 상하 반전된 파형을 갖는 신호일 수 있다.
제어 회로(130)는 톱니 파형 신호(Vsaw), 반전 톱니 파형 신호(IVsaw), 오차 증폭기(330)의 출력 신호(VE)에 기초하여, 컨버팅 회로(110)의 페이즈를 결정하도록 구성될 수 있다.
또한, 제어 회로(130)는 톱니 파형 신호(Vsaw), 반전 톱니 파형 신호(IVsaw), 오차 증폭기(330)의 출력 신호(VE)에 기초하여, 컨버팅 회로(110)의 모드를 결정하도록 구성될 수 있다. 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 구체적인 동작 방법 후술하기로 한다.
도 4a 내지 도 4c는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 페이즈들을 설명하기 위한 회로도이다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 컨버팅 회로는 도 4a 내지 도 4c에 각각 도시된 제1 페이즈(phase 1), 제2 페이즈(phase 2), 및 제3 페이즈(phase 3) 중 어느 하나의 페이즈로 동작하도록 구성될 수 있다. 컨버팅 회로는, 제1 페이즈, 제2 페이즈, 및 제3 페이즈 각각에서 제1 커패시터(C1), 제2 커페시터(C2), 및 인덕터(L)를 이용하여 출력 전류(IOUT)를 출력하도록 구성될 수 있다.
또한, 컨버팅 회로는 제1 모드 또는 제2 모드로 동작하도록 구성될 수 있다.
구체적으로, 제1 모드는 컨버팅 회로가 제1 페이즈, 및 제2 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하는 모드일 수 있다.
또한, 제2 모드는 컨버팅 회로가 제1 페이즈, 제2 페이즈, 및 제3 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하는 모드일 수 있다. 따라서, 제2 모드에서 컨버팅 회로는, 제1 모드와 달리 제3 페이즈로도 동작하도록 구성될 수 있다.
컨버팅 회로는 모드, 및 페이즈에 따라 가변되는 전류 경로를 형성하도록 구성될 수 있다. 또한, 제어 회로는 컨버팅 회로의 모드, 및 모드에 대응되는 페이즈에 따라 복수의 트랜지스터들 각각의 온오프를 결정하고, 입력 전압(VIN) 및 출력 전압(VOUT)의 크기에 따라 모드를 결정하도록 구성될 수 있다. 컨버팅 회로의 모드 동작과 관련된 구체적인 내용은 후술하기로 한다.
도 4a를 참조하면, 컨버팅 회로는 제1 페이즈로 동작하도록 구성될 수 있다. 도 4a에서 굵은 선으로 표시된 회로는 컨버팅 회로 중 활성화된 부분을 나타낸 것이며, 얇은 선으로 표시된 회로는 컨버팅 회로 중 비활성화된 부분을 나타낸 것이다.
구체적으로, 컨버팅 회로는 제1 페이즈에서, 제1 트랜지스터(M1), 제3 트랜지스터(M3), 제6 트랜지스터(M6), 및 제8 트랜지스터(M8)는 각각 턴-온(turn-on)되고, 제2 트랜지스터(M2), 제4 트랜지스터(M4), 제5 트랜지스터(M5), 및 제7 트랜지스터(M7)는 각각 턴-오프(turn-off)되도록 구성될 수 있다. 이에 따라, 도 4a에 도시된 것과 같이 컨버팅 회로 중 굵은 선으로 표시된 부분이 활성화되고, 얇은 선으로 표시된 부분이 비활성화될 수 있다. 따라서, 컨버팅 회로는 제1 페이즈에서 복수의 트랜지스터들(M1 내지 M8) 각각의 온오프 동작에 따라, 그라운드 노드와 연결된 제1 커패시터(C1), 제1 커패시터(C1)와 직렬로 연결된 인덕터(L), 및 입력 전원 전압과 연결된 제2 커패시터(C2)를 이용하여 출력 전류(IOUT)를 출력하도록 구성될 수 있다.
도 4b를 참조하면, 컨버팅 회로는 제2 페이즈로 동작하도록 구성될 수 있다. 도 4b에서 굵은 선으로 표시된 회로는 컨버팅 회로 중 활성화된 부분을 나타낸 것이며, 얇은 선으로 표시된 회로는 컨버팅 회로 중 비활성화된 부분을 나타낸 것이다.
구체적으로, 컨버팅 회로는 제2 페이즈에서, 제2 트랜지스터(M2), 제4 트랜지스터(M4), 제5 트랜지스터(M5), 및 제7 트랜지스터(M7)는 각각 턴-온되고, 제1 트랜지스터(M1), 제3 트랜지스터(M3), 제6 트랜지스터(M6), 및 제8 트랜지스터(M8)는 각각 턴-오프되도록 구성될 수 있다. 이에 따라, 도 4b에 도시된 것과 같이 컨버팅 회로 중 굵은 선으로 표시된 부분이 활성화되고, 얇은 선으로 표시된 부분이 비활성화될 수 있다. 따라서, 컨버팅 회로는 제2 페이즈에서, 복수의 트랜지스터들(M1 내지 M8) 각각의 온오프 동작에 따라, 그라운드 노드와 연결된 제2 커패시터(C2), 제2 커패시터(C2)와 직렬로 연결된 제1 커패시터(C1), 및 그라운드 노드와 연결된 인덕터(L)를 이용하여 출력 전류를 출력하도록 구성될 수 있다.
도 4c를 참조하면, 컨버팅 회로는 제3 페이즈로 동작하도록 구성될 수 있다. 도 4c에서 굵은 선으로 표시된 회로는 컨버팅 회로 중 활성화된 부분을 나타낸 것이며, 얇은 선으로 표시된 회로는 컨버팅 회로 중 비활성화된 부분을 나타낸 것이다.
구체적으로, 컨버팅 회로는 제3 페이즈에서, 제2 트랜지스터(M2), 제3 트랜지스터(M3), 제5 트랜지스터(M5), 및 제7 트랜지스터(M7)는 각각 턴-온되고, 제1 트랜지스터(M1), 제4 트랜지스터(M4), 제6 트랜지스터(M6), 및 제8 트랜지스터(M8)는 각각 턴-오프되도록 구성될 수 있다. 따라서, 컨버팅 회로는 제3 페이즈에서, 복수의 트랜지스터들(M1 내지 M8) 각각의 온오프 동작에 따라, 병렬로 연결된 제1 커패시터(C1)와 인덕터(L), 및 그라운드 노드와 연결된 제2 커패시터(C2)를 이용하여 출력 전류를 출력하도록 구성될 수 있다.
상술한 바와 같이, 컨버팅 회로는 제1 페이즈, 및 제2 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하는 제1 모드로 동작할 수 있다.
제1 페이즈에서, 제1 커패시터의 전압(VC1)은 VIN-2VOUT이다. 또한, 제2 페이즈에서, 제1 커패시터의 전압(VC1)도 VIN-2VOUT이다. 따라서, 제1 모드에서 제1 커패시터의 전압(VC1)은 유지된다.
컨버팅 회로는 제1 페이즈에서, 제1 커패시터(C1)에 충전된 전압을 이용하여 인덕터(L) 통해 출력 노드로 전류(IL)를 출력할 수 있다. 또한, 컨버팅 회로는 제1 페이즈에서, 제2 커패시터(C2)를 입력 전원과 출력 노드 사이에 연결함으로써, 제2 커패시터(C2)의 전압을 VIN-VOUT로 충전하고, 출력 노드로 전류(IC)를 출력하도록 구성될 수 있다.
또한, 제2 페이즈에서, 스위칭 노드는 그라운드 노드와 연결되고, 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)가 입력 전원과 출력 노드 사이에 직렬로 연결됨으로써, 제1 커패시터의 전압(VC1)은 VIN-2VOUT로 충전될 수 있다. 제2 페이즈에서도 제1 페이즈에서와 마찬가지로, 인덕터(L), 제1 커패시터(C1), 및 제2 커패시터(C2)를 동시에 이용하여 출력 노드로 전류를 공급할 수 있다. 따라서, 스위칭 노드의 전압(VX)은 0V와 VIN-2VOUT를 스윙할 수 있으며, 입력 전압(VIN)과 출력 전압(VOUT)의 전압차보다 스위칭 노드의 전압(VIN-2VOUT)과 출력 전압(VOUT)의 전압차가 작을 수 있므로, 인덕터 전류의 리플을 감소시킬 수 있다. 또한, 제1 페이즈 및 제2 페이즈에서 제1 커패시터(C1), 및 제2 커패시터(C2)를 이용하여 출력 노드로 전류를 나누어 공급하므로, 인덕터를 통과하는 전류량이 감소된다. 이에 따라, 커패시터의 기생 저항 보다 큰 인덕터의 기생 저항에 의한 전력 손실을 줄일 수 있다.
컨버팅 회로는 제1 페이즈, 제2 페이즈, 및 제3 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하는 제2 모드로 동작할 수 있다.
제2 모드의 제1 페이즈, 및 제2 페이즈는 제1 모드의 제1 페이즈, 및 제2 페이즈와 동일하게 동작한다.
한편, 제3 페이즈에서, 컨버팅 회로의 스위칭 노드 양단에는 VC2 및 VC1+VOUT의 전압이 걸리므로 스위칭 노드의 전압(VX)은 VIN-VOUT이 된다. 즉, 제3 페이즈에서 스위칭 노드의 전압(VX)은 제1 페이즈, 및 제2 페이즈의 스위칭 노드의 전압(VIN-2VOUT)보다 높은 전압 값을 갖는다. 따라서, 제2 모드는 입력 전압이 감소됨에 따라 임계값 이상으로 듀티 사이클(duty cycle)을 증가시켜야 하는 경우에 이용될 수 있다. 듀티 사이클이 1에 가까워는 경우, 회로는 커패시터 밸런스, 커런트 밸런스 등의 이유로 불안정하게 될 수 있으며, 따라서, 듀티 사이클을 제한할 필요가 있다. 이 때, 듀티 사이클을 제한하기 위해 설정한 값을 임계값이라고 할 수 있다.
도 5a 및 도 5b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 모드들을 설명하기 위한 도면이다.
도 5a를 참조하면, 제1 모드에서 오차 증폭기의 출력 신호의 레벨이 톱니 파형 신호의 레벨보다 높은 경우, 컨버팅 회로는 에너자이징(energizing)되고, 오차 증폭기의 출력 신호의 레벨이 톱니 파형 신호의 레벨보다 작은 경우, 컨버팅 회로는 디-에너자이징(de-energizing)된다.
상술한 바와 같이, 제1 모드에서 스위칭 노드의 전압(VX)은, 제1 페이즈에서 VIN-2VOUT이고 제2 페이즈에서 0V이므로, 전압은 0V와 VIN-2VOUT를 스윙한다.
도 5b를 참조하면, 제2 모드에서도 제1 모드에서와 마찬가지로 오차 증폭기의 출력 신호의 레벨이 톱니 파형 신호의 레벨보다 높은 경우, 컨버팅 회로는 에너자이징되고, 오차 증폭기의 출력 신호의 레벨이 톱니 파형 신호의 레벨보다 작은 경우, 컨버팅 회로는 디-에너자이징된다.
다만, 제1 모드와 달리 제2 모드에서 컨버팅 회로는 제3 페이즈로도 동작하며, 제3 페이즈에서 스위칭 노드의 전압(VX)은 VIN-VOUT이므로, 도 5b에 도시된 바와 같이 스위칭 노드의 전압(VX)이 OV, VIN-2VOUT, VIN-VOUT가 될 수 있다.
또한, 도 5b를 참조하면, 컨버팅 회로는 제2 모드에서 제1 페이즈로 동작한 후에는 제3 페이즈로 동작하고, 제3 페이즈로 동작한 후에는 제2 페이즈로 동작하고, 제2 페이즈로 동작한 후에는 제1 페이즈로 동작하도록 구성될 수 있다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 동작 방법을 설명하기 위한 도면이다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 제어 회로는 입력 전압(VIN) 및 출력 전압(VOUT)에 기초하여 모드를 결정할 수 있다.
또한, 도 6을 참조하면, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 제어 회로는 톱니 파형 신호(VSAW), 반전 톱니 파형 신호(IVSAW), 및 오차 증폭기의 출력 신호(VE)에 기초하여, 모드를 결정할 수 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 파형 신호(VSAW)와 출력 신호(VE)의 레벨이 동일한 시점들(TA의 왼쪽 시점, TB의 왼쪽 시점, 및 TC의 오른쪽 시점)과 반전 톱니 파형 신호(IVSAW)와 출력 신호(VE)의 레벨이 동일한 시점으로 나누어진 구간들을 각각 TA, TB, TC라고 할 수 있다. 또한, TA일 때, 제1 페이즈가 동작하도록, TB일 때 제3페이즈가 동작하도록, TC일 때 제2 페이즈가 동작하도록 할 수 있다. 또한, VTB는 TB 구간을 쉽게 파악하기 위해 나타낸 그래프이며, VTAC는 VTB를 인버팅하여 나타낸 그래프이다.
모드를 결정하는 방법에 대한 예로서, 상술한 바와 같이 듀티 사이클이 1에 가까워질수록 회로를 불안정하게 할 수 있으므로, 듀티 사이클에 대한 임계값을 0.75로 설정할 수 있다. 다만, 듀티 사이클에 대한 임계값이 이에 제한되는 것은 아니다. 임계값이 0.75인 경우, TA, TB, TC의 비율이 순서대로 1:2:1인 경우에 해당한다. 따라서, TB=TA+TC인 지점을 기준으로 모드를 전환할 수 있다. 예를 들어, TB의 값이 TA+TC보다 커진 경우, 제1 모드에서 제2 모드로 전환되도록 할 수 있다.
또한, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 제어 회로는 입력 전압 및 출력 전압에 기초하여, 제1 페이즈가 유지되는 시간, 제2 페이즈가 유지되는 시간, 및 제3 페이즈가 유지되는 시간의 비율을 결정하도록 구성될 수 있다. 다시 말해, 입력 전압 및 출력 전압에 기초하여, 복수의 페이즈들이 유지되는 시간을 적응적으로 결정할 수 있다.
예를 들어, 출력 전압이 일정하고 입력 전압이 점점 감소하는 경우, VE의 레벨이 증가하면서 TB의 구간이 넓어질 수 있으며, 이에 따라, 제3 페이즈가 유지되는 시간의 비율이 증가할 수 있다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 동작 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 7을 참조하면, S710 단계에서, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 동작 방법은, 컨버팅 회로에 입력되는 입력 전압 및 컨버팅 회로의 출력 전압을 획득하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, S720 단계에서, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 동작 방법은, 획득된 입력 전압 및 출력 전압에 기초하여 제1 모드 및 제2 모드 중 어느 하나의 모드로 동작하는 단계를 포함할 수 있다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 DC-DC 벅 컨버터의 동작 방법의 알고리즘을 설명하기 위한 순서도이다.
도 8을 참조하면, 컨버팅 회로에 입력되는 전압이 감소할 수 있으며, 이에 따라 오차 증폭기의 출력 신호의 크기가 증가할 수 있다. 또한, 오차 증폭기의 출력 신호의 크기가 증가함에 따라, 컨버팅 회로의 듀티 사이클이 증가할 수 있다. 증가된 듀티 사이클이 임계값 미만인 경우 제어 회로는 컨버팅 회로의 모드를 제1 모드로 유지할 수 있으며, 증가된 듀티 사이클이 임계값 이상인 경우 컨버팅 회로의 모드를 제1 모드에서 제2 모드로 전환할 수 있다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 장치의 전력 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 9를 참조하면, 전력 시스템(2000)은 커넥터(2110), 무선 전력 관리기(wireless power manager; 2120), 충전 집적 회로(2200), 배터리(2300), 및 전력 관리 집적 회로(2400)를 포함할 수 있다.
전력 시스템(2000)은 장치에 전력을 공급하기 위해 이용될 수 있다. 전력 시스템(2000)은 어댑터와 같은 변환 장치를 통해 유선으로 연결되는 전력 소스(power source)로부터 전력을 공급받을 수 있다. 혹은, 전력 시스템(2000)은 인덕터의 공진(resonance)에 의해 무선으로 연결되는 전력 소스로부터 전력을 공급받을 수 있다. 전력 시스템(2000)은 공급받은 전력을 적절히 변환할 수 있다. 전력 시스템(2000)은 변환된 전력을 이동식 전자 장치의 구성 요소들로 공급할 수 있다.
예로서, 커넥터(2110)는 유선 입력 단자(WIN)를 통해 아답터와 같은 변환 장치와 연결될 수 있다. 커넥터(2110)는 유선으로 연결되는 전력 소스로부터 전력을 제공받을 수 있다. 커넥터(2110)는 공급받은 전력을 적절히 변환하고, 변환된 전력을 충전 집적 회로(2200)로 제공할 수 있다.
예로서, 무선 전력 관리기(2120)는 입력 인덕터(LIN)와 연결될 수 있다. 입력 인덕터(LIN)는 무선 전력 송신기의 송신 인덕터(미도시)와 공진할 수 있다. 무선 전력 관리기(2120)는 입력 인덕터(LIN)와 송신 인덕터 사이의 공진에 의해 무선으로 연결되는 전력 소스로부터 전력을 제공받을 수 있다. 무선 전력 관리기(2120)는 제공받은 전력을 적절히 변환하고, 변환된 전력을 충전 집적 회로(2200)으로 제공할 수 있다.
충전 집적 회로(2200)는, 배터리 전원 모드(battery power mode) 및 충전 모드(charging mode) 중 하나로 동작할 수 있다. 예로서, 커넥터(2110) 및 무선 전력 관리기(2120)를 통해 전력이 공급되지 않는 경우, 배터리 전원 모드가 동작할 수 있다. 배터리 전원 모드에서, 충전 집적 회로(2200)은 배터리(2300)로부터 전력을 제공받을 수 있다. 충전 집적 회로(2200)은 배터리(2300)로부터 제공된 입력 전압의 레벨 변경에 응답하여 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 변환 동작을 수행함으로써 생성된 출력 전압을 전력 관리 집적 회로(2400)로 제공할 수 있다.
충전 집적 회로(2200)는 커넥터(2110) 및 무선 전력 관리기(2120) 중 적어도 하나로부터 전력을 제공받을 수 있다. 예로서, 커넥터(2110) 및 무선 전력 관리기(2120) 중 적어도 하나를 통해 전력이 제공되는 경우, 충전 모드로 동작할 수 있다. 충전 모드에서, 충전 집적 회로(2200)는 커넥터(2110) 혹은 무선 전력 관리기(2120)를 통해 제공받은 입력 전압의 레벨 변경에 응답하여 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 변환 동작을 수행함으로써 생성된 출력 전압을 배터리(2300)에 제공할 수 있다. 나아가, 충전 집적 회로(2200)는 변환된 출력 전압을 전력 관리 집적 회로 (2400)로 제공할 수 있다.
전력 관리 집적 회로(2400)는 충전 집적 회로(2200)로부터 입력 전압을 제공받을 수 있다. 예로서, 전력 관리 집적 회로(2400)는 충전 집적 회로(2200)로부터 제공받은 입력 전압을 본 개시의 예시적 실시예들에 따른 변환 동작을 수행함으로써 생성된 출력 전압을 이동식 전자 장치의 다른 구성 요소들로 제공할 수 있다. 예로서, 이동식 전자 장치에 포함되는 프로세서(2500), 입출력 인터페이스(2510), 메모리(2520), 스토리지(2530), 디스플레이(2540), 및 통신 회로 블록(2550) 각각은 전력 관리 집적 회로(2400)로부터 제공받은 출력 전압을 이용하여 동작할 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 입력 전압을 강압함으로써 출력 전압을 생성하는 DC-DC 벅 컨버터(buck converter)에 있어서,
    복수의 트랜지스터들, 제1 커패시터, 제2 커패시터, 및 인덕터를 포함하고, 모드(mode), 및 페이즈(phase)에 따라 가변되는 전류 경로를 형성하도록 구성된 컨버팅 회로; 및
    상기 컨버팅 회로의 상기 모드, 및 상기 모드에 대응되는 상기 페이즈에 따라 상기 복수의 트랜지스터들 각각의 온오프를 결정하고, 상기 입력 전압 및 상기 출력 전압의 크기에 따라 상기 모드를 결정하도록 구성된 제어 회로;를 포함하는 DC-DC 벅 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 컨버팅 회로는,
    제1 모드에서, 제1 페이즈, 및 제2 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하고,
    제2 모드에서, 상기 제1 페이즈, 상기 제2 페이즈, 및 제3 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하고,
    상기 제1 페이즈, 상기 제2 페이즈, 및 상기 제3 페이즈 각각에서 상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터, 및 상기 인덕터를 이용하여 출력 전류를 출력하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 컨버팅 회로는,
    상기 제1 페이즈에서, 상기 복수의 트랜지스터들 각각의 온오프 동작에 따라, 그라운드 노드와 연결된 상기 제1 커패시터, 상기 제1 커패시터와 직렬로 연결된 상기 인덕터, 및 입력 전원 전압과 연결된 상기 제2 커패시터를 이용하여 상기 전류 경로를 형성하고,
    상기 제2 페이즈에서, 상기 복수의 트랜지스터들 각각의 온오프 동작에 따라, 상기 그라운드 노드와 연결된 제2 커패시터, 상기 제2 커패시터와 직렬로 연결된 제1 커패시터, 및 상기 그라운드 노드와 연결된 인덕터를 이용하여 상기 전류 경로를 형성하고,
    상기 제3 페이즈에서, 상기 복수의 트랜지스터들 각각의 온오프 동작에 따라, 병렬로 연결된 상기 제1 커패시터와 상기 인덕터, 및 상기 그라운드 노드와 연결된 상기 제2 커패시터를 이용하여 상기 전류 경로를 형성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 컨버팅 회로는,
    상기 제1 모드에서, 상기 인덕터와 연결된 스위칭 노드의 전압 값이 상기 입력 전압에서 상기 출력 전압의 두 배를 뺀 값인 상기 제1 페이즈, 및 상기 스위칭 노드의 전압 값이 0볼트(V)인 상기 제2 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하고,
    상기 제2 모드에서, 상기 제1 페이즈, 상기 제2 페이즈, 및 상기 스위칭 노드의 전압 값이 상기 입력 전압에서 상기 출력 전압을 뺀 값인 상기 제3 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 컨버팅 회로는,
    상기 제2 모드에서, 상기 컨버팅 회로가 상기 제1 페이즈로 동작한 후에는 상기 제3 페이즈로 동작하고, 상기 제3 페이즈로 동작한 후에는 상기 제2 페이즈로 동작하고, 상기 제2 페이즈로 동작한 후에는 상기 제1 페이즈로 동작하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 입력 전압 및 상기 출력 전압에 기초하여, 상기 제1 페이즈가 유지되는 시간, 상기 제2 페이즈가 유지되는 시간, 및 상기 제3 페이즈가 유지되는 시간의 비율을 결정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    제1 비교기(comparator);
    제2 비교기; 및
    오차 증폭기(error amplifier)를 포함하는 보상기(compensator);를 포함하고,
    상기 제1 비교기는, 기준 신호, 및 상기 오차 증폭기의 출력 신호를 수신하도록 구성되고,
    상기 제2 비교기는, 상기 기준 신호의 파형이 상하 반전된 파형을 갖는 반전 기준 신호 및 상기 오차 증폭기의 상기 출력 신호를 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 기준 신호는, 톱니 파형 신호이고,
    상기 반전 기준 신호는, 상기 톱니 파형 신호의 파형이 상하 반전된 파형을 갖는 반전 톱니 파형 신호이고,
    상기 제어 회로는,
    상기 톱니 파형 신호, 상기 반전 톱니 파형 신호, 및 상기 오차 증폭기의 상기 출력 신호에 기초하여, 상기 컨버팅 회로의 상기 모드를 결정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 톱니 파형 신호의 한 주기 내에서, 상기 톱니 파형 신호의 크기와 상기 오차 증폭기의 상기 출력 신호의 크기가 동일한 시점들, 및 상기 반전 톱니 파형 신호의 크기와 상기 오차 증폭기의 상기 출력 신호의 크기가 동일한 시점들에 의하여 나누어지는 구간들의 비율에 기초하여, 상기 컨버팅 회로의 상기 모드를 결정하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 입력 전압에 대한 상기 출력 전압의 전환 비율(conversion ratio)이 증가함에 따라 상기 오차 증폭기의 상기 출력 신호의 크기가 증가하고, 이에 응답하여 상기 제3 페이즈가 유지되는 시간의 비율이 증가하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 제어 회로는,
    상기 컨버팅 회로의 듀티 사이클(duty cycle)이 임계값 이상이라고 판단된 경우, 상기 컨버팅 회로의 상기 모드를 상기 제1 모드에서 상기 제2 모드로 전환하도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  12. 입력 전원과 제1 노드 사이에 연결된 제1 트랜지스터;
    상기 제1 노드와 제2 노드 사이에 연결된 제2 트랜지스터;
    상기 제2 노드와 스위칭 노드 사이에 연결된 제3 트랜지스터;
    상기 스위칭 노드와 그라운드 노드 사이에 연결된 제4 트랜지스터;
    제3 노드와 상기 그라운드 노드 사이에 연결된 제5 트랜지스터;
    상기 제3 노드와 제4 노드 사이에 연결된 제6 트랜지스터;
    상기 제4 노드와 제5 노드 사이에 연결된 제7 트랜지스터;
    상기 제5 노드와 상기 그라운드 노드 사이에 연결된 제8 트랜지스터;
    상기 제2 노드와 상기 제5 노드 사이에 연결된 제1 커패시터;
    상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이에 연결된 제2 커패시터; 및
    상기 스위칭 노드와 출력 노드 사이에 연결된 인덕터;
    를 포함하는 DC-DC 벅 컨버터(buck converter).
  13. 제12항에 있어서,
    제1 페이즈(phase) 및 제2 페이즈 중 어느 하나로 동작하고,
    상기 제1 페이즈에서, 상기 제1 트랜지스터, 상기 제3 트랜지스터, 상기 제6 트랜지스터, 및 상기 제8 트랜지스터는 각각 턴-온(turn-on)되고, 상기 제2 트랜지스터, 상기 제4 트랜지스터, 상기 제5 트랜지스터, 및 상기 제7 트랜지스터는 각각 턴-오프(turn-off)되고,
    상기 제2 페이즈에서, 상기 제2 트랜지스터, 상기 제4 트랜지스터, 상기 제5 트랜지스터, 및 상기 제7 트랜지스터는 각각 턴-온되고, 상기 제1 트랜지스터, 상기 제3 트랜지스터, 상기 제6 트랜지스터, 및 상기 제8 트랜지스터는 각각 턴-오프되도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 페이즈, 상기 제2 페이즈, 및 상기 제3 페이즈 중 어느 하나로 동작하고,
    상기 제3 페이즈에서, 상기 제2 트랜지스터, 상기 제3 트랜지스터, 상기 제5 트랜지스터, 및 상기 제7 트랜지스터는 각각 턴-온되고, 상기 제1 트랜지스터, 상기 제4 트랜지스터, 상기 제6 트랜지스터, 및 상기 제8 트랜지스터는 각각 턴-오프되도록 구성된 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  15. 제12항에 있어서,
    오차 증폭기(error amplifier)를 포함하고, 상기 출력 노드와 연결된 보상기(compensator);
    상기 보상기와 연결된 제1 비교기(comparator); 및
    상기 보상기와 연결된 제2 비교기;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 벅 컨버터.
  16. 입력 전압을 강압함으로써 출력 전압을 생성하는 DC-DC 벅 컨버터(buck converter)의 동작 방법에 있어서,
    복수의 트랜지스터들, 제1 커패시터, 제2 커패시터, 및 인덕터를 포함하는 컨버팅 회로에 입력되는 상기 입력 전압, 및 상기 컨버팅 회로의 상기 출력 전압을 획득하는 단계; 및
    상기 입력 전압, 및 상기 출력 전압에 기초하여 제1 모드, 및 제2 모드 중 어느 하나의 모드로 동작하는 단계;를 포함하고,
    상기 어느 하나의 모드로 동작하는 단계는,
    상기 제1 모드에서, 제1 페이즈, 및 제2 페이즈를 하나의 주기로 동작하고,
    상기 제2 모드에서, 상기 제1 페이즈, 상기 제2 페이즈, 및 제3 페이즈를 포함하는 복수의 페이즈들을 하나의 주기로 동작하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 어느 하나의 모드로 동작 하는 단계는,
    상기 제1 모드에서, 상기 컨버팅 회로에 포함되는 스위칭 노드의 전압 값이 상기 입력 전압에서 상기 출력 전압의 두 배를 뺀 값인 상기 제1 페이즈, 및 상기 스위칭 노드의 전압 값이 0볼트(V)인 상기 제2 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하고,
    상기 제2 모드에서, 상기 제1 페이즈, 상기 제2 페이즈, 및 상기 스위칭 노드의 전압 값이 상기 입력 전압에서 상기 출력 전압을 뺀 값인 제3 페이즈 중 어느 하나의 페이즈로 동작하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 어느 하나의 모드로 동작하는 단계는,
    상기 모드, 및 상기 모드에 대응되는 상기 페이즈에 따라 상기 복수의 트랜지스터들 각각의 온오프를 결정함으로써, 상이한 전류 경로를 형성하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 어느 하나의 모드로 동작하는 단계는,
    톱니 파형 신호, 상기 톱니 파형이 상하 반전된 파형을 갖는 반전 톱니 파형 신호, 및 오차 증폭기(error amplifier)의 출력 신호에 기초하여, 상기 복수의 모드들 중 어느 하나의 모드로 동작할지 결정하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 어느 하나의 모드로 동작하는 단계는,
    상기 톱니 파형 신호, 상기 반전 톱니 파형 신호, 및 상기 오차 증폭기의 상기 출력 신호에 기초하여, 상기 제1 모드에서 상기 제1 페이즈, 및 상기 제2 페이즈 각각의 동작 구간을 결정하고, 상기 제2 모드에서 상기 제1 페이즈, 상기 제2 페이즈, 및 상기 제3 페이즈 각각의 동작 구간을 결정하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
KR1020210070890A 2021-06-01 2021-06-01 Dc-dc 벅 컨버터 및 이의 동작 방법 KR20220162431A (ko)

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