CN109212484B - 移相器 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种具有第一操作模式和第二操作模式的移相器，所述移相器包括：混频器级，被配置成将振荡器信号与模拟信号混频以提供移相信号；开关电路和控制器，被布置成在所述第一操作模式中以电压的形式且在所述第二操作模式中以电流的形式向所述混频器级提供所述模拟信号。

Description

移相器
技术领域
本公开涉及一种移相器。具体地但不排他地说，本公开涉及一种具有包括移相器的发射器的无线电检测和测距(雷达)装置。
背景技术
相转子或移相器电路常常用于通信系统中，且更具体地说用于收发器中。特别是在雷达系统中，移相器可放置在传输器路径中，使波束成形，这增大了雷达分辨率。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供一种移相器，包括：
混频器级，被配置成将振荡器信号与模拟信号混频以提供移相信号，
开关电路和控制器，被布置成在第一操作模式中以电压的形式且在第二操作模式中以电流的形式向所述混频器级提供所述模拟信号。
本发明提出以电压或电流模式操作、使得在相准确度与传输噪声之间折衷的柔性移相器电路和设备。以电压模式操作时，PS系统使得移相准确度提高，而以电流模式操作时，PS可具有较低准确度但显著降低传输噪声功率。通过这种方式，提供可依据所选应用以电压或电流两种模式操作的柔性且可配置移相器(PS)设备。开关电路的提供使得相同混频器能够在两种模式中使用，由此减少组件重复。
可根据期望相移来提供模拟信号。
混频器级可包括混频器和跨导级。控制器可被配置成控制开关电路从而在第一操作模式中向跨导级提供模拟信号。控制器可被配置成在第一操作模式中控制开关电路以将跨导级连接到混频器。控制器可被配置成在第二操作模式中向混频器提供模拟信号。控制器可被配置成在第二操作模式中控制开关电路以将跨导级与混频器或模拟信号分离。
移相器可包括用于将振荡器信号与相应的同相和正交模拟信号混频的同相混频器和正交混频器，以根据期望的同相和正交相移来提供移相信号。
根据本公开的另一方面，提供一种发射器模块，包括：
数模转换器，被配置成接收指示期望相移的控制信号并根据期望相移来提供模拟信号；以及
根据在前的任一项权利要求所述的移相器。
发射器可包括可选负载。开关电路和控制器可被配置成在第一操作模式中使可选负载与数模转换器的输出接合，从而任选地基于数模转换器的输出处的电流来提供电压。开关电路和控制器可被配置成在第二操作模式中将可选负载与数模转换器的输出分离。
可在数模转换器的输出处提供电流。
发射器模块可包括低通滤波器。开关电路和控制器可被配置成在第一操作模式中将低通滤波器与数模转换器的输出接合。开关电路和控制器可被配置成在第二操作模式中将低通滤波器与数模转换器的输出分离。
发射器模块可包括被配置成向数模转换器提供控制信号的直接数字合成器。发射器模块可包括三角积分调制器。开关电路和控制器可另外被配置成在第一操作模式中将三角积分调制器接合于直接数字合成器与数模转换器之间。开关电路和控制器可另外被配置成在第二操作模式中向数模转换器提供直接或间接地来自直接数字合成器的控制信号。开关电路和控制器可另外被配置成在第二操作模式中将三角积分调制器与直接数字合成器或数模转换器分离。
数模转换器可包括同相数模转换器，同相数模转换器被配置成接收指示期望同相移位的控制信号并根据期望同相移位提供同相模拟信号。数模转换器可包括正交相数模转换器，正交相数模转换器被配置成接收指示期望正交相移的控制信号并根据期望正交相移来提供正交相模拟信号。数模转换器可具有7个或更少个位。
根据本公开的另一方面，提供一种具有正常发射器操作模式和自测试操作模式的收发器，包括：
上文所描述的移相器；以及
控制器，被配置成以以下模式来驱动移相器：
在正常发射器操作模式期间以电流模式；以及
在自测试操作模式期间以电压模式。
移相器能够根据收发器的所需操作模式、BIST或功能性而以电压或电流模式操作。这使得优化发射相准确度与发射噪声功率之间的折衷。BIST模式的良好相准确度以及降低的发射噪声降低了正常模式中的噪声系数(NF)脱敏。同时，因为在两个模式中使用相同混频器，所以硅面积相较于两个移相器的方案减小。
收发器可仅包括单个同相移相器和单个正交移相器。收发器可为雷达收发器。
根据本公开的另一方面，提供一种操作具有被配置成将振荡器信号与模拟信号混频的混频器级以根据期望相移提供移相信号的移相器的方法，包括：
控制开关电路以在第一操作模式中以电压的形式向混频器级提供模拟信号；以及
控制开关电路以在第二操作模式中以电流的形式向混频器级提供模拟信号。
第一操作模式对于收发器可为测试模式。第二操作模式对于收发器可为正常发射模式。
虽然本发明容许各种修改和替代形式，但是已经借助于例子在图式中示出其特殊性且将进行详细描述。然而，应理解，超出所描述的特定实施例的其它实施例也是可能的。也涵盖落入所附权利要求书的精神和范围内的所有修改、等效物和替代实施例。
以上论述并不意图呈现在当前或将来权利要求集的范围内的每个例子实施例或每个实施方案。图式和之后的详细描述还举例说明各种例子实施例。结合图式并考虑以下具体实施方式可以更全面地理解各种例子实施例。
附图说明
现将仅借助于例子参考附图描述一个或多个实施例，其中：
图1示出雷达系统的噪声指数(NF)相对于发射器-接收器隔离度的曲线；
图2示出雷达装置的简化框图；
图3a示出发射器模块的简化框图；
图3b示出移相器的简化框图；
图4示出移相器的移相器数模转换器和混频器模块的示意性曲线；
图5示出用于实施图4的混频器模块的组件的电路图；
图6a示出电压模式中发射器输出处的总噪声；以及
图6b示出电流模式中发射器输出处的总噪声。
具体实施方式
在天线共享于发射器与接收器之间的通信系统(雷达系统、FDD系统等)中，在发射器(TX)与接收器(RX)之间存在有限隔离度。对于FDD系统(例如WCDMA、LTE)，外部高选择性滤波器通常放置于天线与收发器之间以便缓解有限的隔离度。在雷达系统中，可能在天线与收发器之间不放置滤波器，且由于有限的TX到RX隔离度，TX噪声功率可耦合到RX输入且接着提高固有接收器噪声系数(NF)，这可被称作NF脱敏。这降低了整体系统灵敏度。为减轻NF与有限隔离度的相关性(在硅级下或板级下)，发射器输出噪声功率(来自所有TX块的相位噪声与幅度噪声的总和)必须保持低于给定水平。当放入发射器链中时，移相器(PS)或相转子常常为主要噪声来源，这主要归因于电路架构。
图1示出用于雷达应用的RX NF上的不同发射器的总噪声的例子。对于其中RX_NF＝13dB，TX_PA输出功率为12dBm且考虑TX到RX隔离度为36dB的收发器，如果TX总噪声PN(主要由移相器控制)保持低于-145dBc/Hz(第一曲线10)，那么RX_NF将降低少于1dB，即变成至多14dB。然而，对于-132dBc/Hz的TX总噪声(第二曲线20)且在相同条件下(隔离度、NF、PA_Pout)，RX NF将直接降低6.5dB，即变成至多19.5dB，这远高于15dB的例子雷达RX规格。图1还包括具有-150dBc/Hz的发射器相位噪声的第三曲线30，具有-140dBc/Hz的发射器相位噪声的第四曲线以及具有-135dBc/Hz的发射器相位噪声的第五曲线。
移相器(PS)可实施于待用于内置自测试(BIST)操作模式的电压模式中，这是因为这种电路配置提供具有良好信噪比(SNR)的输出电压信号同时保持合理的电路大小。在此类例子中，可将具有合理位数的三角积分调制器DAC与简单低通滤波器组合以驱动移相器电路的核心且出于自测试目的提供纯净的电压信号。然而，由于其转置幅度噪声同相噪声的操作原理，实施电压驱动移相器的潜在缺点为其可能具有相对较高发射输出噪声。
可使用电流模式PS来避开此限制，这是因为不需要额外将电压转换到电流(gm)。然而，为了获得对于内置自测试(BIST)通常所需的良好相位准确度，电流模式PS将需要极高阶(位数)，这是因为三角积分+滤波不可用于电流模式中。这将导致所需硅面积实质性增加。
图2示出雷达装置100的简化框图。雷达装置100包括具有接收器模块102和发射器模块104的雷达收发器。可通过数字接口108从接收器模块102撷取数据输出106。接收器模块102可包括例如耦合到接收器输入且被配置成向基带112提供信号的毫米波前端(MMWFE)110，其由可变增益放大器和滤波器构成。可通过模数转换器114将由基带112传递的信号从模数域转换以便提供接收器模块102的数字输出。可通过数字接口将接收器模块102的数字输出从雷达装置100导出。举例来说，数字接口108可包括缓冲器和数据格式转换器。
发射器104连接到数字控制器116。数字控制器116包括直接数字合成器(DDS)118。通过数字控制器116将DDS 118的输出提供到发射器模块104。可通过三角积分调制器120在数字控制器116的输出处提供来自DDS 118的信号。
供发射的信号的相位在数字控制器116的DDS 118的控制下由发射器模块104的移相器数模转换器122产生。移相DAC 122驱动移相器124。移相器124还从锁相回路(PLL)电路126接收振荡器信号。锁相回路电路126包括压控振荡器128和缓冲器130。移相器124向功率放大器(PA)132提供移相信号131。PA 132还接收数模转换器(DAC)134的输出。DAC 134在电流模式中提供对PA 132的输出功率的控制。PA132提供用于向发射器提供的发射信号136。
在此实施例中，发射器模块104和数字控制器116可以电压模式或者电流模式操作。可通过数字控制器116根据雷达装置100的状态来控制发射器模块104的模式。举例来说，在正常操作模式中，发射器模块104可以电流模式操作。在内置自测试操作模式中，发射器模块可以电压模式驱动。已发现发射器模块104的移相器124的的电压操作模式与电流模式相比提供较高准确度，这适用于在内置自测试(BIST)程序期间测试接收器链的线性。然而，通过在正常操作模式期间以电流模式驱动移相器124，正常操作中的发射器模块104的发射器功率噪声与使用电压模式驱动的移相器相比可降低。
在电压操作模式中，可通过三角积分调制器120向移相器DAC的输入提供DDS 118的输出。通过更低通滤波器140向移相器124提供电压模式中移相器DAC 122的输出以去除带外信号。使用三角积分(SD)调制器来驱动PS DAC 122可通过增加PS DAC 122的有效位数来提高所发射信号的相位准确度。通过这种方式，可降低所需的PS DAC的复杂度同时仍提供可接受的性能。SD调制器固有的抖动机构使这成为可能。三角积分DAC将高分辨率数字输入信号编码成映射到电压的较低分辨率但较高采样频率的信号，且接着通过模拟滤波器平滑化。临时使用较低分辨率信号简化电路设计且提高效率。否则，具有受限位数的PSDAC可能不足以产生纯净测试信号。举例来说，简单的7位DAC将产生具有不良SNR(理论上为46dB)的输出正弦测试信号，且这种失真可能无法使得恰当地将环回路径的RX线性表征。
作为内置自测试(BIST)程序的部分，还通过回环模块142向接收器模块102的基带112的输入提供电压模式中更低通滤波器的输出。在电压模式中，还通过回环模块142在接收器模块102的毫米波前端110的输入处提供移相器124的输出。
在正常操作模式期间，当移相器为电流驱动时，直接向移相器DAC 122的输入提供DDS 118的输出，且直接向移相器124提供移相器DAC 122的输出作为输入。回环模块142供用于内置自测试(BIST)程序且在电流操作模式中不需要。
通过这种方式，根据所选择的模式(电压或电流)，将电路的部分启动或停用以提供信号相位准确度与发射噪声功率之间的最佳折衷。将以电压或者电流模式驱动移相器的能力组合于单个移相器架构内以便提供用于测试目的的良好信号(高SNR)和正常发射器操作期间较低发射器噪声功率。
雷达装置100还包括功率管理模块144，其可以常规方式操作。可使用CMOS技术实施雷达装置100或其部件。
图3a示出发射器模块304的示意性框图。在此例子中，发射器模块304与数字控制器317和DDS 318成一体。
在此例子中，已阐明发射器模块304具有单独的同相和正交路径，其并行地处理。同相和正交信号路径各自包括串联布置的DDS 318、移相器DAC 322、移相器324、前置功率放大器331和功率放大器333。功率放大器333为发射器模块304提供输出信号336。
数字控制器317向DDS 318提供控制信号DDS_Ctrl。DDS 318向PS DAC 322内的相应同相和正交DAC提供同相控制信号I_Ctrl和正交控制信号Q_Ctrl。PS DAC 322的同相和正交DAC中的每一个DAC向移相器324提供一或多个模拟信号ip_I、in_I、ip_Q、in_Q。在此例子中，所述一或多个模拟信号ip_I、in_I、ip_Q、in_Q为平衡信号。移相器324提供一或多个移相器输出信号PS_outP、PS_outN，其可通过前置功率放大器331和功率放大器333放大以提供发射器输出336。通过这种方式，数字控制器317在PS DAC输出PS_outp、Ps_outn处实现静态输出相位或给定IF频率(动态操作)。
图3b示出移相器324中执行的同相和正交处理的示意性框图。移相器324包括同相混频器340、正交混频器342、分支线耦合器344和功率组合器346。
分支线耦合器344对于同相混频器340将不平衡本地振荡器输入信号LO_in转换成平衡本地振荡器信号LO_Ip、LO_In且对于正交混频器342转换成平衡本地振荡器信号LO_Qp、LO_Qn。同相混频器340将平衡本地振荡器信号LO_Ip、LO_In与平衡同相模拟信号ip_I、in_I混频以向功率组合器346提供同相混频器输出信号Mx_I_outp、Mx_I_outn。正交混频器342将平衡本地振荡器信号LO_Qp、LO_Qn与正交相位模拟信号ip_Q、in_Q混频以向功率组合器346提供混频器输出信号Mx_Q_outp、Mx_Q_outn。功率组合器346将同相和正交混频器输出信号Mx_I_outp、Mx_I_outn、Mx_Q_outp Mx_Q_outn组合以提供移相器输出信号PX_outP、PS_outN。在此例子中，功率组合器346的输入信号和输出信号都是被衡信号。
出于清楚起见，图4示出根据一实施方案的PS DAC和PS的正交路径的组件的示意性框图。具体地说，图4示出正交PS DAC 423和正交混频器级440。还可在同相路径中提供对应组件。
正交PS DAC包括多个DAC单元，总计具有N个单元。每一DAC单元提供切换电流源。来自所述多个DAC单元450的电流一起提供总计电流。每一DAC单元4501-N还包括第一开关4541-N。第一开关4541-N与电流源4521-N串联提供于第一线456与地面458之间。第二开关4601－N与电流源452串联提供于第二线462与地面458之间。根据与施加到特定DAC单元4501－N的第一开关4541－N的控制信号ctrl_I<1:N>反相的控制信号ctrlb_I<1:N>来操作特定DAC单元4501－N的第二开关4601－N。举例来说，如果ctrl_l为0，那么ctrlb_I为1，且反之亦然。
PS DAC还包括负载模块464和低通滤波器(LPF)模块466。负载模块464包含与负载470串联提供于第一线456与偏压电势472之间的第一负载开关468。负载模块464还包括串联提供于第二线462与偏压电势472之间的第二负载开关474和第二负载476。
低通滤波器模块466包括与第一滤波器开关486串联提供于第一线456与电势偏压482之间的第一电容器484。低通滤波器模块466包括与第二滤波器开关480串联于第二线462与电势偏压482之间的第二电容器478。
低通滤波器截止频率可取决于所需的带外衰减。滤波器次序以及截止频率可变化。可选择LPF截止值以使相关中频(IF)不衰减。举例来说，LPF截止值可为至少2倍IF。滤波器次序取决于对衰减带外(>IF)信号的要求，例如具体应用的滤波斜度。
第一负载开关468和第二负载开关474以及第一滤波器开关486和第二滤波器开关480可同步操作，从而使得其处于相同状态。这些开关468、474、480、486可在第一操作模式中关闭且在第二操作模式中打开。
第一线456和第二线462在(正交)PS DAC 423与(正交)混频器级440之间传达平衡信号。在第一操作模式中，来自PS DAC 4501－N的电流被提供到负载470、476，从而使得电压存在于第一线456和第二线462上。低通滤波器模块466在第一模式中接入以便从电压信号去除带外噪声。在第二操作模式中，负载模块464和低通滤波器模块466被脱离，从而使得将来自PS DAC 4501－N的电流提供于第一线456和第二线462上。
混频器级440包括跨导级500、混频器600、混频器负载602以及可控制开关电路510。跨导级500耦合到电流源502以向混频器提供偏压，且具有第一输入504、第一输出505、第二输入506以及第二输出507。可控制开关电路510包括第一开关512、第二开关514、第三开关516、第四开关518、第五开关520以及第六开关522。
跨导级500的第一输入504通过第一开关512可切换地耦合到第一线456。跨导级500的第二输入506通过第二开关514可切换地耦合到第二线462。第一线456通过第三开关516可切换地耦合到跨导级500的输出。跨导级500的第二输出507通过第四开关518可切换地耦合到第二线462。跨导级500的第一输入504通过第五开关520耦合到地面。跨导级500的第二输入506通过第六开关522耦合到地面。
第一开关512和第二开关514提供于第一组开关中，且可彼此同步操作。第三开关516、第四开关518、第五开关520以及第六开关522提供可彼此同步操作的第二组开关。第一组开关可被控制从而使得其与第二组开关处于相反状态。举例来说，当第一组开关打开时，第二组开关关闭，且反之亦然。第一组开关在第一操作模式中关闭，从而使得跨导级输入504、506由提供于第一线456和第二线462上的电压驱动。第二组开关在第一操作模式中打开，以便将第一线456和第二线462上的电压与第一输入504和第二输入506分离，且将跨导级500的第一输入504及第二输入506与地面分离。因此，混频器600在第一操作模式中由存在于跨导级500的输出505、507处的电流驱动，所述电流与存在于跨导级500的输入处的电压相关。
因此可认为第一模式提供电压操作模式供用于收发器的BIST(内置自测试)条件中，其中主要关注点不是PS噪声，而是PSDAC的位数。在用以表征RX线性的BIST模式中，PSDAC可由三角积分驱动以便增加其有效位数，且因此提高注入到RX中的测试信号的线性(SFDR)。
在第二操作模式中，跨导级500的第一输入504和第二输入506通过第五开关520和第六开关522耦合到地面，且通过打开的第一组开关而与存在于第一线456和第二线462上的电流分离。通过这种方式，跨导电路在第二操作模式期间禁用。在第二操作模式中，通过第三开关516和第四开关518将存在于第一线456和第二线462上的电流提供于跨导级505、507的输出处。
因此，可认为第二操作模式提供电流操作模式供用于发射器的正常操作条件。在电流模式中，电流模式PSDAC在PS gm被禁用的情况下直接在PS核心四极元件处驱动PS核心。这是为了避免增加PS总相位噪声(无AM到PM的转换、V到I变换)，其在TX打开时提高发射噪声功率，且降低RX噪声指数(NF脱敏)，这归因于TX与RX有限的分离。
可提供控制器以控制如上文所论述的第一组和第二组开关的操作。具体地说，控制器可被配置成设置第一开关和第二开关从而使得当电路提供于收发器内时，第一操作模式在测试模式期间发生且第二操作模式在正常发射模式中发生。
图5示出用于实施图4的混频器模块的组件的电路图。在此例子中，跨导级500'包括偏压电流源502'。跨导级具有第一场效应晶体管532，其在跨导级500'的第一输入504'处具有栅极且在跨导级500'的第一输出505'与偏压电流源502'之间具有导电通道。第二场效应晶体管534在跨导级500'的第二输入506'处具有栅极且在跨导级500'的第二输出507'与电流源502'之间具有导电通道。在此例子中，偏压电流源502'提供于第一场效应晶体管532的源极与第二场效应晶体管534的源极之间。
在此例子中，混频器600'包括第一双极晶体管612、第二双极晶体管614、第三双极晶体管616以及第四双极晶体管618。在此例子中，双极晶体管为NPN晶体管。第一双极晶体管612和第二双极晶体管614具有耦合到跨导级500'的第一输出505'的通用发射极。第三双极晶体管616和第四双极晶体管618具有耦合到跨导级500'的第二输出507'的通用发射极。第二双极晶体管614和第四双极晶体管618的集电极在混频器600'的第一输出中提供混频器600'的输出。第一双极晶体管612和第三双极晶体管616提供混频器600'的第二输出。第二双极晶体管614和第三双极晶体管616的基极被耦合成接收来自本地振荡器的第一平衡信号输入。第一双极晶体管612和第四双极晶体管618被耦合成接收接收来自本地振荡器的第二平衡信号输入。
图6a和6b提供包括图4的移相器数模转换器和移相器的混频器模块的系统以电压模式和电流模式操作的噪声特征之间的比较。
图6a示出电压模式PS+PSDAC(无数字)中的噪声曲线。图6b示出电流模式PS+PSDAC(无数字)中的噪声曲线。
在每个图中，总噪声曲线602a、602b示出发射器输出处随射频功率(Prf，以dB为单位)变化的总噪声(相位噪声+am噪声，以dBc/Hz为单位)。还通过相应的幅度噪声曲线604a、604b和相位噪声606a、606b来示出幅度噪声和相位噪声。总噪声主要由移相器所引入的噪声主导。
如图6a中所说明，当以电压模式操作用于BIST BB内部模式时，11b DAC在IFPSDAC处的SNR输出＝68dB(7b+4b三角积分调制器)。总噪声在约-6dBm的RF功率下为-133dBc/Hz。
如图6b中所说明，当以电流模式操作用于正常操作模式(传输)时，TX噪声较低(无三角积分调制器)。总噪声在约-6dBm的RF功率下为-148dBc/Hz。
也就是说，当使用电压模式时，在输出噪声上存在约15dB的衰减，主要是因为由跨导级(gm)级提供的电压到电流变换。
除非明确陈述特定次序，否则可以任何次序执行上图中的指令和/或流程图步骤。而且，本领域的技术人员将认识到，虽然已经论述一个例子指令集/方法，但是在本说明书中的材料可以多种方式组合从而还产生其它例子，并且应在此详细描述提供的上下文内来进行理解。
在一些例子实施例中，上文描述的指令集/方法步骤实施为体现为可执行指令集的功能和软件指令，该可执行指令集在计算机或以所述可执行指令编程和控制的机器上实现。此类指令被加载用于在处理器(例如一个或多个CPU)上执行。术语处理器包括微处理器、微控制器、处理器模块或子系统(包括一或多个微处理器或微控制器)，或其它控制或计算装置。处理器可指代单个组件或多个组件。
在其它例子中，本文示出的指令集/方法以及与其相关联的数据和指令存储于相应存储装置中，所述存储装置被实施为一个或多个非暂态机器或计算机可读或计算机可用存储媒体。此类计算机可读或计算机可用存储媒体被视为物品(或制品)的一部分。物品或制品可以指任何所制造的单个组件或多个组件。如本文所定义的非暂时性机器或计算机可用媒体不包括信号，但这类媒体可能能够接收并处理来自信号和/或其它瞬时性媒体的信号。
本说明书中论述的材料的例子实施例可整体或部分地经由网络、计算机或基于数据的装置和/或服务实施。这些可包括云、互联网、内联网、移动装置、台式计算机、处理器、查找表、微控制器、消费者设备、基础架构，或其它启用装置和服务。如本文和权利要求书中可以使用，提供以下非排他性定义。
在一个例子中，使本文中论述的一个或多个指令或步骤自动化。术语自动的或自动地(和其类似变型)意指使用计算机和/或机械/电气装置来控制设备、系统和/或过程的操作，而不需要人类干预、观测、努力和/或决策。
应了解，称为耦合的任何组件可直接或间接地耦合或连接。在间接耦合的情况下，可在据称将耦合的两个组件之间安置额外组件。
在本说明书中，已经依据选定的细节集合而呈现例子实施例。然而，本领域的普通技术人员将理解，可以实践包括这些细节的不同选定集合的许多其它例子实施例。希望所附权利要求书涵盖所有可能的例子实施例。

Claims (8)

1.一种移相器，其特征在于，包括：
混频器级，被配置成将振荡器信号与模拟信号混频以提供移相信号，
开关电路和控制器，被配置成在第一操作模式中以电压的形式且在第二操作模式中以电流的形式向所述混频器级提供所述模拟信号；
所述混频器级包括混频器和跨导级，其中所述控制器被配置成控制所述开关电路以进行以下操作：
在所述第一操作模式中向所述跨导级提供所述模拟信号且将所述跨导级连接到所述混频器；以及
在所述第二操作模式中向所述混频器提供所述模拟信号，
在所述第二操作模式中控制所述开关电路来将所述跨导级与所述混频器或模拟信号分离。
2.根据权利要求1所述的移相器，其特征在于，所述移相器包括同相混频器和正交混频器，用于将振荡器信号与相应的同相和正交模拟信号混频以根据所期望的同相和正交相移提供移相信号。
3.一种发射器模块，其特征在于，包括：
数模转换器，被配置成接收指示期望相移的控制信号并根据所述期望相移来提供模拟信号；以及
根据权利要求1或权利要求2所述的移相器。
4.根据权利要求3所述的发射器模块，其特征在于，进一步包括可选负载，其中所述开关电路和所述控制器被配置成进行以下操作：
在所述第一操作模式中将所述可选负载与所述数模转换器的输出接合以提供电压，以及
在所述第二操作模式中将所述可选负载与所述数模转换器的输出分离。
5.根据权利要求3或权利要求4所述的发射器模块，其特征在于，进一步包括低通滤波器，其中所述开关电路和所述控制器被配置成进行以下操作：
在所述第一操作模式中将所述低通滤波器与所述数模转换器的输出接合，以及
在所述第二操作模式中将所述低通滤波器与所述数模转换器的输出分离。
6.根据权利要求3或权利要求4所述的发射器模块，其特征在于，包括：
直接数字合成器，被配置成向所述数模转换器提供所述控制信号；以及
三角积分调制器，
其中所述开关电路和控制器进一步被配置成：
在所述第一操作模式中将所述三角积分调制器接合于所述直接数字合成器与所述数模转换器之间；以及
在所述第二操作模式中向所述数模转换器提供来自所述直接数字合成器的所述控制信号。
7.一种具有正常发射器操作模式和自测试操作模式的收发器，其特征在于，包括：
根据权利要求1或权利要求2所述的移相器或根据权利要求3到6中任一项权利要求所述的发射器模块；以及
控制器，被配置成以以下模式来驱动移相器：
在正常发射器操作模式期间以电流模式；以及
在自测试操作模式期间以电压模式。
8.一种操作具有被配置成将振荡器信号与模拟信号混频以提供移相信号的混频器级的移相器的方法，其特征在于，包括：
控制开关电路以在第一操作模式中以电压的形式向所述混频器级提供所述模拟信号；以及
控制开关电路以在第二操作模式中以电流的形式向所述混频器级提供所述模拟信号；
其中，所述混频器级包括混频器和跨导级，控制所述开关电路以进行以下操作：
在所述第一操作模式中向所述跨导级提供所述模拟信号且将所述跨导级连接到所述混频器；以及
在所述第二操作模式中向所述混频器提供所述模拟信号，
在所述第二操作模式中控制所述开关电路来将所述跨导级与所述混频器或模拟信号分离。
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