CN109194121B - 电源控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电源控制电路，为电流控制的磁滞控制电路，包括有一直流输入电源、一输入电容、一第一切换组件、一第二切换组件、一电感、一电流侦测器、一二极管、一第三切换组件、一磁滞电流控制器以及一负载。该电感的第一端耦接于该第一切换组件的第二端与该第二切换组件的第一端，该电感的第二端耦接于该第三切换组件的第一端，且电感输出一脉宽调变PWM形式的输出电流，该输出电流在流入该负载中以驱动负载动作。本发明能针对现有的定电压磁滞控制的缺失做改善，有效达到提供高精准度、反应速度快且大功率高电压的电源控制目的，并适用于程序化电流(Program Current)的应用中。

Description

电源控制电路

技术领域

本发明涉及一种电源控制电路，特别是一种以PWM形式输出电流的电流型磁滞控制的电源控制电路。

背景技术

现有技术中，尤其是针对雷射二极管驱动电路(Laser Diode Driver)的控制电路中，一般而言都是采用传统的回授控制或是电压磁滞控制。但这些现有技术，会伴随者下列所述之缺失：

传统的磁滞控制IC大都是以定电压的控制方式为主，若是要修改为定电流时则大都会以并联式电阻器(Shunt Resistor)作为侦测，但是对于使用大电流的负载应用做驱动时，则使用Shunt Resistor的功率损耗将会非常大。又，若要减低Shunt Resistor的功率损耗，就必须将电阻本身放得非常小，如此，则精准度容易被硬件规格限制住，且提升硬件规格的成本，将会大幅度的上升。再者，目前定电压技术应用上，需考虑用并联，则ShuntResistor必须放置在高压端(High-side)端，然而一般的电流感应IC(Current Sense IC)大都有耐压的限制，耐压越高精准度与反应速度越慢，将不利于未来发展的高压机种。因此，有待且必要加以改善。

发明内容

本发明公开一种电源控制电路，透过本发明的技术能够多方面广泛的被应用，有效改善传统定电压形式的磁滞控制，本发明亦能够运用于多方面广泛负载及可程序化负载电流(Program Current)的电路应用中，使其控制线路的应用较为简化，不仅反应速度快且能运用于高功率大电流的电路应用中。

本发明的一种电源控制电路，是用于驱动高功率大电流的负载，该电源控制电路包括有：一直流输入电源Vin；一输入电容C1，与该直流输入电源Vin并联：一第一切换组件Q1，该第一切换组件Q1的第一端耦接于该直流输入电源Vin的正极端；一第二切换组件Q2，该第二切换组件Q2的第一端耦接于该第一切换组件Q1的第二端，该第二切换组件Q2的第二端耦接于该直流输入电源Vin的负极端；一电感L1，该电感L1的第一端耦接于该第一切换组件Q1的第二端，该电感L1输出一脉宽调变PWM形式的输出电流Io；一电流侦测器，该电流侦测器与该电感L1串接，用以侦测该输出电流Io，且输出一电流侦测信号CC；一二极管D1，该二极管D1的阳极端耦接于该电感L1的第二端，该二极管D1的阴极端耦接于该直流输入电源Vin的正极端；一第三切换组件Q3，该第三切换组件Q3的第一端耦接于该二极管D1的阳极端，该第三切换组件Q3的第二端耦接于该直流输入电源Vin的负极端；一负载，该负载耦接于该第三切换组件Q3的第一端与该第三切换组件Q3的第二端之间，并由该输出电流Io所驱动；一磁滞电流控制器，该磁滞电流控制器是个别与该第一切换组件Q1、该第二切换组件Q2及该第三切换组件Q3的个别控制端相耦接，及输入有该电流侦测信号CC，且输入有一脉波及一电流控制信号PC，该磁滞电流控制器用以提供该第一～第三切换组件Q1～Q3所需要的驱动信号；其中该输出电流Io能依据该负载的需求做调整而具有一位移准位。

本发明在一实施例中，其中所述的磁滞电流控制器包括有一磁滞比较器，该磁滞比较器的非反向输入端耦接该电流控制信号PC，该磁滞比较器的反向输入端耦接于一回授放大器的输出端。

在一实施例中，其中所述的回授放大器中，该回授放大器的非反向输入端是输入该电流侦测信号CC，该回授放大器的反向输入端是耦接一电阻RCC1后接地，并经由一电阻RCC2连接到该回授放大器的输出端。

在一实施例中，其中所述的磁滞电流控制器包括有：一延时电路，该延时电路的输入端耦接于该磁滞比较器的输出端，该延时电路并输出一第一延时信号Hin及一第二延时信号Lin。

在一实施例中，其中所述的磁滞电流控制器包括有一第一驱动电路，是输入该第一延时信号Hin及该第二延时信号Lin，并输出一第一H驱动信号及一第一L驱动信号，该第一H驱动信号耦接于该第一切换组件Q1的控制端，该第一L驱动信号耦接于该第二切换组件Q2的控制端。

在一实施例中，其中所述的磁滞电流控制器包括有一第二驱动电路，是输入该脉波，并输出一第二OUT驱动信号，该第二OUT驱动信号耦接于该第三切换组件Q3的控制端。

在一实施例中，其中所述的第一H驱动信号包括有一第一HO驱动信号及一第一HS驱动信号，该第一HO驱动信号连接到该第一切换组件Q1的控制端；该第一HS驱动信号连接到该第一切换组件Q1的控制端且耦接于该第一切换组件Q1的第二端。

在一实施例中，其中所述的第一L驱动信号包括有一第一LO驱动信号及一第一LS驱动信号，该第一LO驱动信号连接到该第二切换组件Q2的控制端；该第一LS驱动信号连接到该第二切换组件Q2的控制端且耦接于该第二切换组件Q2的第二端。

在一实施例中，其中所述的第二OUT驱动信号包括有一第二OUTH驱动信号及一第二OUTL驱动信号，该第二OUTH驱动信号连接到该第三切换组件Q3的控制端；该第二OUTL驱动信号连接到该第三切换组件Q3的控制端。

在一实施例中，其中该磁滞电流控制器中包括有一滤波电路，该滤波电路包括有：一电阻R11，该电阻R11的第一端连接该电流控制信号PC；一电阻R12，该电阻R12的第一端耦接于该电阻R11的第二端；一电阻R13，该电阻R13的第一端耦接于该电阻R11的第二端，该电阻R13的第二端耦接于该磁滞比较器的非反向输入端；及一切换开关Q200，该切换开关Q200的第一端耦接于该电阻R12的第二端，该切换开关Q200的第二端接地，该切换开关Q200的控制端连接一电流脉波控制信号IPWM。

在一实施例中，其中该磁滞电流控制器中包括有一保护电路，该保护电路为一关闭栓锁的逻辑或门，该逻辑或门输入有一过电流信号与一过温度信号，并输出一关闭信号，该关闭信号连接到该第一驱动电路；当发生过电流或是过温度之情形时，会切断该第一驱动电路的驱动信号输出。

在一实施例中，其中所述电感L1的铁芯是由软磁金属磁粉芯所组成，为一同心圆的扁圆柱体，且铁芯以环氧树脂包覆。

在一实施例中，其中该电感L1是另包括有一第一电感L11及一第二电感L12，此时该电感L1即由该第一电感L11及该第二电感L12串联所组成；其中第一电感L11的一端是耦接于该电流侦测器的一端，再由该电流侦测器的另一端而连接该第二电感L12的一端，用以侦测该输出电流Io。

在一实施例中，其中所述电感L1的导磁技术特征，是当该电感L1的直流磁化力超过一临界值之后，会使得该电感L1的初始导磁率会呈现缓和下降的非线性导磁特性。

在一实施例中，其中所述的电感L1是由多匝数的圆柱状绕线以缠绕或迭绕方式绕于该铁芯所组成。

在一实施例中，其中所述的电感L1是透过多匝数的扁平状绕线以缠绕或迭绕方式绕于该铁芯所组成。

在一实施例中，其中所述的电感L1的铁芯重量是介于290g-330g之间者；其中该输出电流Io可大于50安培。

在一实施例中，其中所述的该第一电感L11的铁芯重量是介于145g-165g之间，以及该第二电感L12的铁芯重量是介于145g-165g之间；其中该输出电流Io可大于50安培。

附图说明

图1为本发明实施例之电路及电路方块连接示意图；

图2A为本发明实施例中之主电路架构一部分实施示意图；

图2B为本发明实施例中之主电路架构另一部分实施示意图；

图3为本发明实施例之部分的磁滞电流控制器内部实施示意图；

图4为本发明实施例之第一驱动电路输出/输入信号的实施示意图；

图5为本发明实施例之第二驱动电路输出/输入信号的实施示意图；

图6为本发明实施例之电流控制信号实施示意图；

图7为本发明实施例之电流脉波控制信号实施示意图；

图8为本发明实施例之输出电流波形示意图；

图9为本发明实施例之电感实施示意图；

图10为本发明实施例之电感特性示意图；

图11为本发明中电感L1的实施例示意图；

图12为本发明中电感L1的另一实施例示意图。

具体实施方式

在下文中将参阅随附图式，藉以更充分地描述各种例示性实施例，并在随附图式中展示一些例示性实施例。然而，本发明之概念可能以许多不同形式来加以体现，且不应解释为仅限于本文中所阐述之例示性实施例。确切而言，提供此等例示性实施例使得本发明将为详尽且完整，且将向熟习此项技术者充分传达本发明概念的范畴。在诸图式中，可为了清楚而夸示电路方块与电路组件与各个装置之相对应位置，其中对于类似英文标号或数字，始终指示类似组件。

应理解，虽然在本文中可能使用术语开关组件是包括有切换组件、切换开关或开关组件，是指一种切换组件的表达术语，但并不限定是采用IGBT、BJT、MOS、CMOS、JFET或是MOSFET之N信道或P信道，即此等组件不应受此等电子组件实际产品术语之限制。以及本文所出现之第一、第二、第三…；或是第一切换组件Q1、第三切换组件Q3；或输入电容C1、电容C10、电容CZ1；或是二极管D1、二极管D2…，此等术语乃用以清楚地区分一组件与另一组件，并非具有一定的组件的先后数字的顺序关系，即有可能会有第一切换组件Q1、第三切换组件Q3而可能无第二切换组件Q2之实施态样，亦即电路组件标示的号码/数字，乃非一定具有连续之序号作为组件符号之标示关系。

如本文中所使用术语之第一端、第二端、上端或下端、左端或右端、左侧(端)或右侧(端)、一次侧或二次侧等等，此等术语乃用以清楚地区分一个组件的一端点与该组件的另一端点，或为区分一组件与另一组件之间的连接关系，或是一个端点与另一个端点之间系为不同，其并非用以限制该文字序号所呈现之顺序关系或是位置关系，且非必然有数字上连续的关系。又，可能使用了术语「及/或」包括相关联之列出项目中之任一者及一或多者之所有组合。再者，本文可能使用术语「复数个」或是「至少两个」来描述具有多个组件，但此等复数个组件或至少两个组件，乃不仅限于实施有二个、三个或四个及四个以上的组件数目表示所实施的技术。

本发明是用于驱动高功率大电流的负载，为了解决旧有的定电压磁滞控制线路的缺失，提出一整套的电源控制电路的解决方案，是包含有主架构的SR-BUCK的降压型电路，搭配霍尔组件(Hall CT)型态的电流侦测器，以及由申请人自行研发成功的电流型态的磁滞控制线路而加以实施。图1所示，本发明之电源控制电路，包括有：一直流输入电源Vin、一输入电容C1、一第一切换组件Q1、一第二切换组件Q2、一电感L1、一电流侦测器80、一二极管D1、一第三切换组件Q3、一磁滞电流控制器10以及一负载90。其中，所述的直流输入电源Vin可以是前端由另外的一个由交流AC转换为直流DC的交流/直流转换器所输出的直流电源，来作为该直流输入电源Vin。输入电容C1是与直流输入电源Vin并联；第一切换组件Q1有第一端(如图1中第一切换组件Q1的上端所示)、第二端(如图1中第一切换组件Q1的下端所示)以及一控制端(即Q1的闸极端)，该第一切换组件Q1的第一端耦接于该直流输入电源Vin的正极端。在同样切换组件各端名称的定义下，第二切换组件Q2的第一端则是耦接于该第一切换组件Q1的第二端，第二切换组件Q2的第二端耦接于该直流输入电源Vin的负极端。

电感L1的第一端(如图1中电感L1的左端)耦接于该第一切换组件Q1的第二端，且所述电感L1是输出一脉宽调变PWM形式的输出电流Io。所述电流侦测器80是与电感L1串接的连接方式，是用以侦测该输出电流Io的电流状态，且电流侦测器80是输出一电流侦测信号CC，以作为后续控制电流相关操作之用。在一实施例中，所述电流侦测器80于实际电路上，是以一霍尔电流侦测组件(Hall CT)而实施，但不限于现有市面上所贩卖的霍尔电流侦测组件。图1的二极管D1的阳极端耦接于该电感L1的第二端，该二极管D1的阴极端耦接于该直流输入电源Vin的正极端；第三切换组件Q3的第一端耦接于该二极管D1的阳极端，第三切换组件Q3的第二端耦接于该直流输入电源Vin的负极端。负载90乃是耦接于第三切换组件Q3的第一端与该第三切换组件Q3的第二端之间，并由该输出电流Io所驱动。

在一实施例中，本发明所述的负载90是能由复数个二极管DL1～DLN的串联连接所组成，所述的二极管DL1～DLN中，每一二极管DL1～DLN能够是雷射发光二极管，亦即在实际电路实施时，负载90是由多个雷射发光二极管所串接而组成的负载90。此外，本发明所提出的电源控制电路亦能够运用于LED PWM Dimming的LED脉宽调变调光照明的电路中，此时负载90即为LED PWM的调光照明负载；又能运用于UV Coating的紫外线涂层机台的电源供应来源，此时负载90为紫外线涂层机台；还能运用于各种高速电流脉波的应用场合。显见本发明极具有未来高压大功率机种的应用潜力。

图1的磁滞电流控制器10为发明人自行设计的电路，其中磁滞电流控制器10是个别与第一切换组件Q1、第二切换组件Q2及第三切换组件Q3的控制端相耦接；且磁滞电流控制器10是输入有该电流侦测信号CC，另外输入有一脉波PULSE及一电流控制信号PC，磁滞电流控制器10用以提供该第一～第三切换组件Q1～Q3所需要的驱动信号，亦即为磁滞电流控制器10为驱动第一～第三切换组件Q1～Q3执行高频切换操作的主要驱动电路。

有关磁滞电流控制器10的内部电路包括有一回授放大器20、一磁滞比较器30、一延时电路40、一第一驱动电路50、一保护电路60以及一第二驱动电路70。其中回授放大器20的非反向输入端(+)是输入该电流侦测信号CC，回授放大器20的反向输入端(-)是耦接一电阻RCC1后接地，并经由一电阻RCC2连接到该回授放大器20的输出端。磁滞比较器30的非反向输入端(+)耦接该电流控制信号PC，磁滞比较器30的反向输入端(-)耦接于回授放大器20的输出端。延时电路40的输入端耦接于磁滞比较器30的输出端，且延时电路40并输出一第一延时信号Hin及一第二延时信号Lin(如图3所示)。第一驱动电路50是输入该第一延时信号Hin及该第二延时信号Lin，并输出一第一H驱动信号及一第一L驱动信号，该第一H驱动信号耦接于该第一切换组件Q1的控制端，该第一L驱动信号耦接于该第二切换组件Q2的控制端，关于第一H驱动信号及第一L驱动信号的进一步说明于图2A中再述。另外，第二驱动电路70是输入该脉波(PULSE)，并输出一第二OUT驱动信号，该第二OUT驱动信号耦接于该第三切换组件Q3的控制端，进一步说明于图2B中再述。

保护电路60的输出是耦接于第一驱动电路50，用以执行电路保护的作用。保护电路60再实际电路运用上，为一关闭栓锁(OFF-Latch)的逻辑或门(Logic OR Gate)，该逻辑或门输入有一过电流信号OCP与一过温度信号OTP，并输出一关闭信号，该关闭信号连接到该第一驱动电路50；当发生过电流或是过温度之情形时，会切断该第一驱动电路50的驱动信号输出，使整个电源控制电路停止电路运作。

上述本发明案的图1所示的主要架构电路中，在输出端部分没有接上大电容；一般而言，降压型的Buck Converter线路的输出端都还是会有设置一个大电容，一方面是接续传递能量，另一方面则有助于削减链波(ripple)。但，本发明案并没有设置大电容，此乃因为应用在雷射相关的负载90时，输出是以脉宽调变PWM的形式，并不需要接续传递能量，故，削减链波(ripple)的工作就完全放在主电感L1上面。在一实际运用实施例上，本发明输出频率的应用为5k Hz，输出电流为0-50安培(A)。

图2A及图2B为相连接的电路，乃是进一步对应于图1中的主电路架构的一实施例说明，前述的第一切换组件Q1是由图2A的一切换开关Q101、一切换开关Q102及一切换开关Q103等三个组件所并联接组成；该第二切换组件Q2是由一切换开关Q104、一切换开关Q105及一切换开关Q106三个组件所并联接组成；该第三切换组件Q3是由一切换开关Q108、一切换开关Q109及一切换开关Q110三个组件所并联接组成。

另外所述的第一H驱动信号包括有一第一HO驱动信号及一第一HS驱动信号，以及所述的第一L驱动信号包括有一第一LO驱动信号及一第一LS驱动信号。该第一HO驱动信号连接到切换开关Q101的控制端，同时连接到切换开关Q102的控制端且连接到切换关Q103的控制端。该第一HS驱动信号则是连接到该切换开关Q101的控制端且耦接于该切换开关Q101的第二端，同时连接到该切换开关Q102的控制端且耦接于该切换开关Q102的第二端，以及连接到该切换开关Q103的控制端且耦接于该切换开关Q103的第二端。此外，该第一LO驱动信号连接到该切换开关Q104的控制端，同时连接到该切换开关Q105的控制端，以及连接到该切换开关Q106的控制端。又，第一LS驱动信号连接于直流输入电源Vin的负极端，且该第一LS驱动信号连接到该切换开关Q104的控制端且耦接于该切换开关Q104的第二端，同时连接到该切换开关Q105的控制端且耦接于该切换开关Q105的第二端，以及连接到该切换开关Q106的控制端且耦接于该切换开关Q106的第二端。

在一实施例中，若是仅有一个第一切换组件Q1(如图1所示)则该第一HO驱动信号连接到该第一切换组件Q1的控制端；该第一HS驱动信号连接到该第一切换组件Q1的控制端且耦接于该第一切换组件Q1的第二端。同样的，若是仅有一第二切换组件Q2，则该第一LO驱动信号连接到该第二切换组件Q2的控制端；该第一LS驱动信号连接到该第二切换组件Q2的控制端且耦接于该第二切换组件Q2的第二端。

在图2A中，切换开关Q103的第一端及第二端之间并联有一二极管DZ1，实际电路运用上为一嵌位二极管，使切换开关Q103的第一、二端之间能嵌位在一电压准位中，该二极管DZ1并且与一电阻RZ1与一电容CZ1的串联接线路所并联而连接；同样的，切换开关Q106的第一端及第二端之间并联有一二极管DZ2，在运用上为一嵌位二极管，使切换开关Q106的第一、二端之间能嵌位在一电压准位中，该二极管DZ2是与一电阻RZ2与一电容CZ2的串联接线路所并联连接。

图2B中显示了电感L1的第二种实施例，亦即电感L1是透过一第一电感L11及一第二电感L12所组成，且是由第一电感L11及第二电感L12两者串联所组成，也就是说流经电感L1上的电流，也同时是为流经过第一电感L11的电流，并再流经过第二电感L12之后输出。其中第一电感L11的一端是先耦接于电流侦测器80的一端，再由电流侦测器80的另一端(亦即电流输出端)而连接该第二电感L12的一端，将输出电流Io输出至负载90，如此连接方式使得电流侦测器80得以侦测该输出电流Io的电流状态，作为后续电流控制之依据。二极管D1则是由二极管D11与二极管D12并联连接所组成。需声明者，本发明在实际运用时，有关电感组件的实际组件绕线制作时，能够是如图1所述的做成单一电感L1，亦可为如图2B所示的由第一电感L11以及第二电感L12两个电感串联所组成的电感组件，本发明并不加以限制。

关于第三切换组件Q3是由切换开关Q108、切换开关Q109及切换开关Q110所并联接组成，所述的第二OUT驱动信号包括有一第二OUTH驱动信号及一第二OUTL驱动信号。该第二OUTH驱动信号连接到该切换开关Q108的控制端，同时连接到该切换开关Q109的控制端，以及连接到该切换开关Q110的控制端。该第二OUTL驱动信号连接到该切换开关Q108的控制端，同时连接到该切换开关Q109的控制端，以及连接到该切换开关Q110的控制端。

在一实施例中，若是仅有一个第三切换组件Q3，则该第二OUTH驱动信号连接到该第三切换组件Q3的控制端；该第二OUTL驱动信号连接到该第三切换组件Q3的控制端。另外，图2B中负载90的两端之间并联接有一二极管DZ3与一二极管DZ4两者的串联接线路，使得负载90的两端电压能够被嵌位于由二极管DZ3与DZ4串联接所形成的电压准位。

图3进一步揭示回授放大器20、磁滞比较器30以及延时电路40的相关电路构成。其中回授放大器20的非反向输入端(+)连接电流控制信号CC；回授放大器20的反向输入端(-)连接DC 5V的电压源。在一实施例中，回授放大器20与磁滞比较器30之间，包括连接有一第一放大器22，该第一放大器22是用来将回授放大器20的输出信号加以放大。第一放大器22的输出端是再连接到磁滞比较器30的相关电路中。

磁滞比较器30的非反向入端(+)耦接有一滤波电路25。滤波电路25包括有一电阻R11、一电阻R12、一电阻R13以及一切换开关Q200；该电阻R11的第一端(如图3中电阻R11的上端)连接该电流控制信号PC；该电阻R12的第一端(如图3中电阻R12的左端)耦接于该电阻R11的第二端(如图3中电阻R11的下端)；该电阻R13的第一端(如图3中电阻R13的上端)耦接于该电阻R11的第二端，该电阻R13的第二端(如图3中电阻R13的下端)耦接于磁滞比较器30的非反向输入端(+)；该切换开关Q200的第一端耦接于该电阻R12的第二端，该切换开关Q200的第二端接地，该切换开关Q200的控制端连接一电流脉波控制信号IPWM。

此外，图3所示，当在脉波(PULSE)的PWM调变情形时，各个切换开关的输出执行并联(Shunt)的ON/OFF切换时会产生电流脉波，由于输出短路的时候该电感L1中仍然储存有电能量，当输出开路时送出去电流脉波的时候，因为高速di/dt的关系，会有些微的电流突波(Current Spike)及过切换(Overshoot)，为了避免这个现象，本发明案的电路控制中包括在输出短路时，同时降低电流控制信号PC的准位，进而降低了电感L1的储能能量，同时降低电流突波(Current Spike)及过切换(Overshoot)的现象。

上述关于滤波电路25能消除突波的电路作用，主要是关于切换开关Q200的开关作用可以解决突波(Spike)的问题，请配合参阅图2A、图2B的主线路图；本案的主架构线路有两种状态：

(1)、在传递能量的状态，能量经过切换开关Q101、Q102、103到第一电感L11即第二电感L12而输出。

(2)、在能量无输出状态，切换开关Q104、Q105、106以及切换开关Q108、Q109、110导通，输出短路。

由于第(2)种状态，电感组件仍存有能量(continue mode)，所以当切换到另外的状态时，会有突波(Spike)，如图8输出电流Io的状态图中标号SP所示，SP即为所述的突波。因此，解决方式的原理是在第(2)种状态时，改变回授(即导通切换开关Q200就会改变回授的电阻分压)的电压值，进而降低电感组件中的储存能量，解决突波(Spike)的问题；其中，标号PC的信号是电流控制信号，是作为电流控制用。

图3的磁滞比较器30的反向入端(-)耦接于第一放大器22的输出端。在一实施例中，磁滞比较器30与延时电路40之间是另耦接有一第二放大器32，第二放大器32是用来将该磁滞比较器30的输出信号加以放大。之后该第二放大器32的输出端连接到该延时电路40。

图3所示的延时电路40中包括有一第一反向器41与一第二反向器42。第一反向器41的输入端是与电阻24相耦接，第一反向器的输出端耦接于第二反向器42的输入端。第二反向器42的输出端耦接一电阻R26，该电阻R26的另一端(如图3所示电阻R26的左端)即为输出该第一延时信号Hin，该电阻R26同时与一二极管D26并联接，二极管D26的阴极端耦接该第二反向器42的输出端。第一反向器41的输出端也有耦接一电阻R25，该电阻R25的另一端(如图3所示电阻R25的左端)即为输出该第二延时信号Lin，该电阻R25同时与一二极管D25并联接，二极管D25的阴极端耦接该第一反向器41的输出端。如此，图3输出该第一延时信号Hin以及第二延时信号Lin，之后再传送到第一驱动电路50中，进一步的驱动第一切换组件Q1及第二切换组件Q2执行开关切换的运作。

图4说明第一驱动电路50是输入该第一延时信号Hin以及第二延时信号Lin，之后输出第一HO驱动信号、第一HS驱动信号、第一LO驱动信号及第一LS驱动信号。在实务上，第一驱动电路50是以一单芯片的IC组件所完成，经由对该IC输入电源及相关的线路连接规格，即能将输入的第一延时信号Hin及第二延时信号Lin，之后输出第一HO驱动信号、第一HS驱动信号、第一LO驱动信号及第一LS驱动信号。

同样的，图5所示为第二驱动电路70的示意图；在实务上，第二驱动电路70也是以一颗单芯片的IC组件所完成，经由对该第二驱动电路70的IC组件输入电源及相关的线路连接规格，即能将输入的电流脉波控制信号IPWM转换为输出第二OUTH驱动信号已及第二OUTL驱动信号。

然而，对照于图1的由脉波(PULSE)输入至第二驱动电路70的方式，在一实施例中请配合参阅图6所示，则是如何将脉波(PULSE)转换为电流脉波控制信号IPWM的实施说明，主要是经过一脉波转换器72的连接方式所完成。图6中该脉波(PULSE)信号耦接至一第三反向器43的输入端，第三反向器43的输出端连接到一开关组件S1的控制端，开关组件S1的第一端(如图6所示开关组件S1的上端)是作为脉波转换器72的输入端，开关组件S1的第二端则接地。

另一方面，脉波转换器72的输入端还包括有一电流位移控制信号ISIM，其中电流位移控制信号ISIM的ON及OFF再配合所述的脉波(PULSE)的ON及OFF可以控制不同的电流控制模式，藉以产生不同电流脉波型态的输出电流Io。如此，本发明实施例能够配合不同的负载需求而调整不同的电流控制模式，可为程序化电流Program Current的应用，运用范围极为广泛。在实际运用上，该脉波转换器72为一单芯片IC，而该脉波转换器72的IC是输出包括有该电流脉波控制信号IPWM以及有一电流设定信号ISET。

图7是将所述的电流设定信号ISET经过放大器52的作用，产生该电流控制信号PC。其中电流设定信号ISET耦接到放大器52的非反向输入端(+)，放大器52的反向输入端(-)与放大器52的输出端耦接，放大器52的输出端是输出该电流控制信号PC。

图8所示为输出电流Io的波形示意图，其中显示输出电流Io为一脉宽调变PWM的形式，并且该输出电流Io能够依据用户对于负载90调变的需求，而能够具有一个电流位移SH的准位调整，而非一定从0准位开始，且在后续调变之中，也能配合使用者的需求，将电流准位调变为0准位，进一步而言，本发明的输出电流Io能够依据该负载的需求做调整而具有一位移准位，此位移准位即为图8中的电流位移SH。显见，本发明之电源控制电路极具有依据不同的负载特性的需求，能执行输出电流Io的不同调变，有效改善现有技术之缺失。图8中标号SP为突波，是由图3所示的滤波电路25加以滤波。

图9中揭示所述的实施例可以是由第一电感L11串联第二电感L12组成电感L1，所述电感L1的铁芯材质在一实施例中是由软磁金属磁粉芯所组成，其材质例如包括有铁与硅的合成物，铁芯并以环氧树脂整体加以包覆，且结构上为一同心圆的扁圆柱体，该铁芯有两组绕线，形成有一第一电感L11及一第二电感L12，该电感L1即由该第一电感L11及该第二电感L12两者串联所组成，亦即第一电感L11即第二电感L12的铁芯材质也是由软磁金属磁粉芯所组成，同样其材质例如包括有铁与硅的合成物，铁芯并以环氧树脂整体加以包覆；其中第一电感L11的一端是耦接于该电流侦测器80的一端，再由该电流侦测器80的另一端而连接该第二电感L12的一端，用以侦测该输出电流Io。所述的电流侦测器80在电路实际制作上，能为霍尔电流转换组件所完成。

图10所示为电感L1的导磁技术特征的曲线示意图，是当该电感L1的直流磁化力Oe(DC Magnetizing Force Oe，如横轴所示)超过一个临界值之后，会使得该电感L1的初始导磁率(Percent of Initial Permeability％，如纵轴所示)会呈现缓和下降的非线性导磁特性。如此特性，将会使得本发明的电源控制电路整体对于负载端的链波(ripple)现象，具有良好的链波消除作用，同时本发明案电路架构所能控制的带宽较大，瞬时响应快速，在缓和下降区间易于控制。

图11是本发明中电感L1的实施例，由图11中所示，该单一的电感L1是由多匝数的圆柱状绕线，以缠绕或迭绕方式绕于该软磁金属磁粉芯的铁芯所组成。图12是本发明中电感L1的另一实施例，由图12中可知，单一电感L1则另外透过多匝数的扁平状绕线以缠绕或迭绕方式绕于该软磁金属磁粉芯的铁芯所组成。在一实施例中，本发明中的电感L1的铁芯重量是介于290g-330g之间者，其中该输出电流Io可大于50安培。另外，在电感L1由第一电感L11与第二电感L12所串连的实施例中，第一电感L11的铁芯重量是介于145g-165g之间，以及第二电感L12的铁芯重量是介于145g-165g之间；同样地，该输出电流Io可大于50安培。此外，第一电感L11和第二电感L12的铁芯重量可以不同，在电路板上布局可以随之调整，但总重需大于250g。

综上所述，本发明提出一种电源控制电路，能针对现有的定电压磁滞控制的缺失做改善，有效达到提供高精准度、反应速度快且大功率高电压的电源控制目的。另外也可以进一步实现多方面的广泛负载与程序化电流Program Current应用的技术效果，且能简化线路应用的控制，有效改善现有技术之缺失，显见本发明案具备申请专利之要件。

然，本发明说明内容所述，仅为较佳实施例之举例说明，当不能以之限定本发明所保护之范围，任何局部变动、修正或增加之技术，仍不脱离本发明所保护之范围中。

Claims (14)

1.一种电源控制电路，用于驱动高功率大电流的负载，其特征在于，该电源控制电路包括有：

一直流输入电源Vin；

一输入电容C1，与该直流输入电源Vin并联；

一第一切换组件Q1，该第一切换组件Q1的第一端耦接于该直流输入电源Vin的正极端；

一第二切换组件Q2，该第二切换组件Q2的第一端耦接于该第一切换组件Q1的第二端，该第二切换组件Q2的第二端耦接于该直流输入电源Vin的负极端；

一电感L1，该电感L1的第一端耦接于该第一切换组件Q1的第二端，该电感L1输出一脉宽调变PWM形式的输出电流Io；

一电流侦测器，该电流侦测器与该电感L1串接，用以侦测该输出电流Io，且输出一电流侦测信号CC；

一第三切换组件Q3，该第三切换组件Q3的第一端耦接于该电感L1的第二端，该第三切换组件Q3的第二端耦接于该直流输入电源Vin的负极端；

一负载，该负载耦接于该第三切换组件Q3的第一端与该第三切换组件Q3的第二端之间，并由该输出电流Io所驱动；

一磁滞电流控制器，该磁滞电流控制器分别与该第一切换组件Q1的控制端、该第二切换组件Q2的控制端及该第三切换组件Q3的控制端相耦接，及输入有该电流侦测信号CC，且输入有一脉波及一电流控制信号PC，该磁滞电流控制器用以提供该第一至第三切换组件Q1-Q3所需要的驱动信号；

其中所述的磁滞电流控制器包括有一磁滞比较器，该磁滞比较器的非反向输入端耦接该电流控制信号PC，该磁滞比较器的反向输入端耦接于一回授放大器的输出端；所述的回授放大器中，该回授放大器的非反向输入端输入该电流侦测信号CC，该回授放大器的反向输入端耦接一电阻RCC1后接地，并经由一电阻RCC2连接到该回授放大器的输出端，该磁滞比较器的输出端耦接一延时电路，所述延时电路控制第一、第二切换组件Q1、Q2；

其中所述的磁滞电流控制器包括有一第二驱动电路，该第二驱动电路的输入端输入该脉波，并输出一第二OUT驱动信号，该第二OUT驱动信号耦接于该第三切换组件Q3的控制端；所述的第二OUT驱动信号包括有一第二OUTH驱动信号或一第二OUTL驱动信号；

所述的第二驱动电路以一脉波转换器的连接方式来完成，所述脉波转换器输入有所述脉波，所述脉波先耦接至一第三反向器的输入端，第三反向器的输出端连接到一开关组件S1的控制端，所述开关组件S1的第一端再作为所述脉波转换器的输入端，开关组件S1的第二端则接地；

所述脉波转换器的输入端还包括有一电流位移控制信号ISIM，其中电流位移控制信号ISIM配合所述脉波控制不同的电流控制模式，产生不同电流脉波型态的输出电流Io。

2.如权利要求1所述电源控制电路，其特征在于，其中所述的磁滞电流控制器包括有：

该延时电路，该延时电路的输入端耦接于该磁滞比较器的输出端，该延时电路同时输出一第一延时信号Hin及一第二延时信号Lin。

3.如权利要求2所述电源控制电路，其特征在于，其中所述的磁滞电流控制器包括有：

一第一驱动电路，该第一驱动电路的输入信号为该第一延时信号Hin及该第二延时信号Lin，并输出一第一H驱动信号及一第一L驱动信号，该第一H驱动信号耦接于该第一切换组件Q1的控制端，该第一L驱动信号耦接于该第二切换组件Q2的控制端。

4.如权利要求3所述电源控制电路，其特征在于，其中所述的第一H驱动信号包括有一第一HO驱动信号或一第一HS驱动信号。

5.如权利要求3所述电源控制电路，其特征在于，其中所述的第一L驱动信号包括有一第一LO驱动信号或一第一LS驱动信号。

6.如权利要求1所述电源控制电路，其特征在于，其中该磁滞电流控制器中包括有一滤波电路，该滤波电路包括有：

一电阻R11，该电阻R11的第一端连接该电流控制信号PC；

一电阻R12，该电阻R12的第一端耦接于该电阻R11的第二端；

一电阻R13，该电阻R13的第一端耦接于该电阻R11的第二端，该电阻R13的第二端耦接于该磁滞比较器的非反向输入端；及

一切换开关Q200，该切换开关Q200的第一端耦接于该电阻R12的第二端，该切换开关Q200的第二端接地，该切换开关Q200的控制端连接一电流脉波控制信号IPWM。

7.如权利要求3所述电源控制电路，其特征在于，其中该磁滞电流控制器中包括有一保护电路，该保护电路为一关闭栓锁的逻辑或门，该逻辑或门输入有一过电流信号与一过温度信号，并输出一关闭信号，该关闭信号连接到该第一驱动电路；当发生过电流或是过温度之情形时，会切断该第一驱动电路的驱动信号输出。

8.如权利要求1所述电源控制电路，其特征在于，其中所述电感L1的铁芯是由软磁金属磁粉芯所组成，为一同心圆的扁圆柱体，且铁芯以环氧树脂包覆。

9.如权利要求8所述电源控制电路，其特征在于，其中该电感L1是由一第一电感L11及一第二电感L12组成，此时该电感L1即由该第一电感L11及该第二电感L12串联连接所组成；其中第一电感L11的一端是耦接于该电流侦测器的一端，再由该电流侦测器的另一端而连接该第二电感L12的一端，用以侦测该输出电流Io。

10.如权利要求8所述电源控制电路，其特征在于，其中所述电感L1的导磁特性，是当该电感L1的直流磁化力超过一临界值之后，使该电感L1的初始导磁率呈现缓和下降，且该缓和下降为非线性。

11.如权利要求8所述电源控制电路，其特征在于，其中所述的电感L1是由多匝数的圆柱状绕线以缠绕或迭绕方式绕于该铁芯所组成。

12.如权利要求8所述电源控制电路，其特征在于，其中所述的电感L1是透过多匝数的扁平状绕线以缠绕或迭绕方式绕于该铁芯所组成。

13.如权利要求1所述电源控制电路，其特征在于，其中所述的电感L1的铁芯重量是290g-330g之间；其中该输出电流Io大于50安培。

14.如权利要求9所述电源控制电路，其特征在于，其中所述的该第一电感L11的铁芯重量是145g-165g之间，以及该第二电感L12的铁芯重量是145g-165g之间；其中该输出电流Io大于50安培。

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