CN109193691A - 一种统一潮流控制器及其控制方法 - Google Patents

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CN109193691A CN201811166983.0A CN201811166983A CN109193691A CN 109193691 A CN109193691 A CN 109193691A CN 201811166983 A CN201811166983 A CN 201811166983A CN 109193691 A CN109193691 A CN 109193691A
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李植鹏
訾振宁
赵东元
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谢莹华
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Tsinghua University
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Abstract

本发明提供一种统一潮流控制器及其控制方法，该方法包括：S1、对串联换流器和并联换流器进行电路等效，分别获得串联换流器和并联换流器的每一相的交流端口电压；S2、将串联换流器、并联换流器的三相交流端口电压、三相输入电流转换为d、q轴坐标系下的电压分量和电流分量，并将串联变压器和并联变压器的电压分别转换为d、q轴坐标系下的电压分量；S3、建立所述统一潮流控制器的欧拉‑朗格朗日模型，根据欧拉‑朗格朗日模型获得所述并联换流器和串联换流器的控制律。本发明实现了串联换流器和并联换流器的控制。

Description

一种统一潮流控制器及其控制方法
技术领域
本发明涉及潮流控制器领域，尤其涉及一种统一潮流控制器及其控制方法。
背景技术
统一潮流控制器(UPFC)作为一种新型的潮流控制装置，其设备通常采用模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)的拓扑结构形式。MMC是一种将子模块(Sub-module，SM)串联的多电平结构。SM主要有半桥型、全桥型和箝位型，目前最常用的为半桥型，半桥型子模块由两个带反并联二极管的IGBT和一个电容器C组成。
UPFC拓扑、器件参数和调制方法确定后，决定其性能的关键因素是控制律，因此对控制律的研究是至关重要的。UPFC装置级控制主要包括外环控制和内环控制，外环控制多采用电压环控制，提供内环控制所需的期望电流，影响系统的静态性能；内环控制多为电流环控制，目的是为了实现电流实际值跟踪期望值，影响系统的动态性能、稳定性和鲁棒性。
根据调研发现，目前并没有用于串联换流器和并联换流器的装置控制律。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于，提供一种统一潮流控制器及其控制方法，该方法能够实现统一潮流控制器的串联换流器和并联换流器的控制。
为了解决上述技术问题，本发明提供一种统一潮流控制器，包括并联换流器、串联换流器、并联变压器、串联变压器，所述并联换流器的每一个相单元的交流端均通过第一电阻、并联变压器与电网连接，所述串联换流器的每一个相单元的交流端均通过第二电阻、串联变压器与电网连接，每一个相单元均为MMC结构。
本发明还提供一种前述的统一潮流控制器的控制方法，包括如下步骤：
S1、对所述串联换流器和所述并联换流器进行电路等效，分别获得所述串联换流器和所述并联换流器的每一相的交流端口电压；
S2、将所述串联换流器的三相交流端口电压、三相输入电流转换为d、q轴坐标系下的电压分量和电流分量，将所述并联换流器的三相交流端口电压、三相输入电流转换为d、q轴坐标系下的电压分量和电流分量，并将串联变压器和并联变压器的电压分别转换为d、q轴坐标系下的电压分量；
S3、建立所述统一潮流控制器的欧拉-朗格朗日模型，根据欧拉-朗格朗日模型、所述串联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量、串联变压器的d、q轴的电压分量获得所述串联换流器的控制律，根据欧拉-朗格朗日模型、所述并联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量、并联变压器的d、q轴的电压分量，获得所述并联换流器控制律。
其中，所述步骤S1具体包括：
将所述串联换流器和所述并联换流器的每一相中的子模块等效为受控电压源，获得所述串联换流器和所述并联换流器的单相电路图；
基于基尔霍夫定理对所述单相电路图进行求解，获得单相电路的交流端口电压表达式；
根据所述表达式对所述单相电路图进行等效，获得单相电路图的等效电路；
根据所述等效电路计算获得所述单相电路的直流侧电压和三相端口交流电压。
其中，所述根据所述表达式对所述单相电路图进行等效，获得单相电路图的等效电路具体包括：
将所述单相电路的上桥臂的所有子模块等效为第一受控电压源，将所述下桥臂的所有子模块等效为第二受控电压源，将所述上、下桥臂的等效电感折算到交流侧，电感值变为原电感值的一半；
使得所述第一受控电压源和所述第二受控电压源串接于所述相单元的直流侧电压源之间，所述第一受控电压源和所述第二受控电压源的连接点为所述相单元的交流端口，所述交流端口与所述折算后的电感连接。
其中，所述直流侧电压和交流端口电压为：
其中，Udc为所述直流侧电压，urj为第j相的交流端口电压，j为a相、b相或c相，upj为第j相的第一受控电压源的电压值，unj为第j相的第二受控电压源的电压值。
其中，所述步骤S3中根据欧拉-朗格朗日模型、所述串联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量，获得所述串联换流器的控制律具体包括：
其中， 为x的期望值，误差值xe＝x-x*，误差能量函数为He为
将x＝xe+x*代入式(1)得
注入虚拟阻尼Ra＝diag(ra1，ra2)，令Rd＝R+Ra，将R＝Rd-Ra代入式(3)得
若控制律为:
根据式(5)，串联换流器的控制律为：
其中，Lseq为每一个相单元折算后的电感值，k为串联变压器的变比，uc2_d为串联变压器二次侧电压uc2在dq0坐标系下的d轴分量，uc2_q为串联变压器二次侧电压uc2在dq0坐标系下的q轴分量，Ssd为串联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的d轴开关函数分量，Ssq为串联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的q轴开关函数分量，w＝2πf，f为电网频率，is_d、is_q为串联换流器的三相输入电流转换成的d轴电流分量和q轴电流分量，R2为第二电阻值。
其中，将串联变压器一次侧的实际电压的d轴分量、k倍的输入PI控制器中进行处理，获得所述d轴电流分量的理想值其中为uc2_d的理想值；
将串联变压器一次侧的实际电压的q轴分量、k倍的输入PI控制器中进行处理，获得所述q轴电流分量的理想值其中为uc2_q的理想值。
其中，所述步骤S3中根据欧拉-朗格朗日模型、所述并联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量，获得所述并联换流器的控制律具体包括：
在并联换流器对应的欧拉-拉格朗日模型中，对应的
u＝[us1_d-SpdUdc us1_q-SpqUdc]T，x＝[x1 x2]T＝[ip_d ip_q]T，为x的期望值，根据式(5)，并联换流器的控制律为：
其中，Lpeq为每一个相单元折算后的电感值，us1_d为并联变压器一次侧电压在dq0坐标系下的d轴分量，us1_q为并联变压器二次侧电压dq0坐标系下的q轴分量，Spd为并联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的d轴开关函数分量，Spq为串联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的q轴开关函数分量，w＝2πf，f为电网频率，ip_d、ip_q为并联换流器的三相输入电流转换成的d轴电流分量和q轴电流分量，R1为第一电阻值，ra3、ra4分别为并联换流器的欧拉-拉格朗日模型计算中注入的虚拟阻尼。
其中，将所述直流侧电压的理想值和实际值进行求差运算后输入PI控制器进行处理，输出有功电流调节量，将所述有功电流调节量与所述并联换流器的期望输出电流的d轴电流分量求和获得并联换流器的d轴分量的期望值；
将所述直流侧电压的理想值和实际值进行求差运算后输入PI控制器进行处理，输出有功电流调节量，将所述有功电流调节量与所述并联换流器的期望输出电流的q轴电流分量求和获得并联换流器的q轴分量的期望值。
本发明实施例的有益效果在于：本发明通过对串联换流器和并联换流器的子模块进行等效，并基于欧拉-拉格朗日模型计算获得串联换流器和并联换流器的控制律，从而实现了串联换流器和并联换流器的控制，提高了控制的准确性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明的一种统一潮流控制器的电路结构示意图。
图2是本发明的统一潮流控制器的相单元的子模块的电路结构示意图。
图3是本发明的统一潮流控制器的控制方法的流程示意图。
图4是本发明的子模块的单相电路图。
图5是本发明的子模块的单相电路图的等效电路图。
图6是本发明的统一潮流控制器的串联换流器的无源控制框图。
图7是本发明的统一潮流控制器的并联换流器的无源控制框图。
具体实施方式
以下各实施例的说明是参考附图，用以示例本发明可以用以实施的特定实施例。
以下参照图1进行说明，本发明实施例一提供一种统一潮流控制器，包括并联换流器1、串联换流器2、并联变压器3、串联变压器4，并联换流器1的每一个相单元的交流端均通过第一电阻R1、并联变压器3与电网连接，串联换流器2的每一个相单元的交流端均通过第二电阻R2、串联变压器4与电网连接，每一个相单元均为MMC结构。串联换流器2和并联换流器1均包括3个相单元，分别为a相、b相和c相，每一个相单元由上桥臂和下桥臂串联连接而成，每一个上桥臂和下桥臂均由多个串联连接的子模块SM与电感Ls串联连接，其中，上桥臂和下桥臂的电感连接点为该相单元的交流电压端口。
具体地，并联变压器的输入端一方面与电压源us1连接，串联变压器的二次侧与电压源us2连接。
如图2所示，子模块SM的电路由两个带反并联二极管的IGBT和一个电容器C组成，其中IGBT管T1的射极与IGBT管T2的集电极均与子模块的输入端A连接，T2管的射极与地B连接。电容C并联连接于T1管的集电极与T2管的射极之间，电容电压Uc为输出电压，其中T1管和T2管的栅极分别与控制信号连接。
基于本发明实施例一，本发明实施例二提供一种统一潮流控制器的控制方法，如图3所示，该方法包括如下步骤：
S1、对所述串联换流器和所述并联换流器进行电路等效，获得所述串联换流器和所述并联换流器的每一相的交流端口电压。
图2中子模块运行有投入、切除和闭锁三种状态，T1和T2所给的驱动信号互补或全部关断。若T1给导通信号、T2给关断信号，子模块投入运行，输出电压为UC，i与所示方向相同时，子模块电容充电，电流流经方向为：A—D1—C—B；i与所示方向相反时，子模块电容放电，电流流经方向为：B—C—T1—A。若T1给关断信号、T2给导通信号，子模块切除运行，输出电压为0，i与所示方向相同时，电流流经方向为：A—T2—B；i与所示方向相反时，电流流经方向为：B—D2—A。若T1和T2都给关断信号时，子模块闭锁，构成单相不可控整流电路，此种情况发生在预充电或故障状态。若T1和T2都给开通信号，会发生短路，要避免该情况发生。由上述分析可知，子模块输出电压为0或UC，可等效为一个受控电压源。通过相应的调制策略可将一个桥臂的N个子模块等效为一个总的受控电压源，对MMC进行等效简化，以MMC的j相为例进行分析。
由于MMC在实际运行中，每相单元之间的电压不可能完全相同，故会形成相间环流。这部分电流虽不会注入到交流侧，但会在相间进行流通，分析时考虑环流分量，为以后环流控制器的设计提供理论基础。MMC的j相电路如图4所示，Udc为直流侧电压，ipj、inj分别为上、下桥臂的电流，upj、unj分别为上、下桥臂的N个子模块等效受控电压源，urj为相单元的交流端口电压，Ls为桥臂电感值，icj为j相环流，j＝a，b，c。
上、下桥臂由基尔霍夫电压定律得
由式(1)得：
根据式(2)可得MMC的j相等效电路如图5所示，可将上、下桥臂等效电感折算到交流侧变为原来的一半。
由基尔霍夫电压定律得
由式(3)得
由式(4)可知，MMC直流侧电压是上、下桥臂所有被投入的子模块电容电压之和。可通过MMC的基本调制策略保持上、下桥臂任意时刻投入运行的总子模块个数为N，即有任意时刻上桥臂投入运行的子模块个数和下桥臂切除的子模块个数相等，且上桥臂切除的子模块个数和下桥臂投入运行的子模块个数相等。而每个子模块电容电压可通过子模块电容电压均衡控制保持稳定，这样就可以使得MMC直流侧电压基本稳定。交流侧的端口电压urj为下桥臂子模块等效电压和上桥臂子模块等效电压差的一半，unj可以为0、Uc、2Uc、---、(N-1)Uc、NUc，对应的upj为NUc、(N-1)Uc、(N-2)Uc、---、Uc、0，故每相交流出口电压峰值最多可以达到直流侧电压的一半，每个桥臂含有N个子模块的MMC可以输出(N+1)电平。当MMC串联的子模块较多时，输出的电平可达几十电平，可用较低的开关频率获得谐波含量少、波形质量好的正弦电压。
S2、将所述串联换流器的三相交流端口电压、三相输入电流转换为d、q轴坐标系下的电压分量和电流分量，将所述并联换流器的三相交流端口电压、三相输入电流转换为d、q轴坐标系下的电压分量和电流分量，并将串联变压器和并联变压器的电压分别转换为d、q轴坐标系下的电压分量。
S3、建立所述统一潮流控制器的欧拉-朗格朗日模型，根据欧拉-朗格朗日模型、所述串联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量、串联变压器的d、q轴的电压分量获得所述串联换流器的控制律，根据欧拉-朗格朗日模型、所述并联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量、并联变压器的d、q轴的电压分量，获得所述并联换流器控制律。
首先，根据UPFC主电路拓扑，推导控制公式。欧拉-朗格朗日(EL)模型的一般形式为
将串联换流器的数学模型转化为EL模型得：为正定矩阵；J＝-JT，为反对称矩阵，反映串联环节内部的互联结构；为正定矩阵，反映串联环节的耗散特性；u＝[kuc2_d-SsdUdc kuc2_q-SsqUdc]T，为串联环节外部输入控制；x＝[is_d is_q]T，为串联环节控制目标量，若为x的期望值，误差值xe＝x-x*，误差能量函数为He为
将x＝xe+x*代入式(5)得
若不加虚拟阻尼时，He收敛速度较慢；一般通过注入虚拟阻尼Ra＝diag(ra1，ra2)，令Rd＝R+Ra，将R＝Rd-Ra代入式(7)得
若控制律为
将式(9)代入式(8)得
He对于时间t的导数为
由式(10)得将其代入式(11)得
由于注入的虚拟阻尼Ra一般为正定矩阵，而R也为正定矩阵，故即误差能函数逐渐趋近于零，电流实际值最终趋近于期望值。
由式(9)得串联环节的无源控制律为
将式(13)代入串联环节数学模型得
其中，Lseq为每一个相单元折算后的电感值，k为串联变压器的变比，uc2_d为串联变压器二次侧电压uc2在dq0坐标系下的d轴分量，uc2_q为串联变压器二次侧电压uc2在dq0坐标系下的q轴分量，Ssd为串联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的d轴开关函数分量，Ssq为串联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的q轴开关函数分量，w＝2πf，f为电网频率，is_d、is_q为串联换流器的三相输入电流转换成的d轴电流分量和q轴电流分量，R2为第二电阻值。
若ra1、ra2取值合适时，一般令ra1＝ra2，式(14)第一个等式左边第一项会趋近于零，那么is_d、is_q会分别趋近于实现有功功率和无功功率的独立解耦控制，从理论上验证了无源控制律的可行性。
对于串联换流器的外环而言，直接将补偿电压期望值d轴分量和补偿电压实际值d轴分量uc1_d输入PI控制器得到内环期望电流d轴分量将补偿电压期望值q轴分量和补偿电压实际值q轴分量uc1_q输入PI控制器得到内环期望电流q轴分量其中，为uc2_d的期望值，串联换流器的无源控制框图如图6所示。
将并联环节的数学模型转化为EL模型得：为正定矩阵；J＝-JT，为反对称矩阵，反映并联环节内部的互联结构；为正定矩阵，反映并联环节的耗散特性；u＝[us1_d-SpdUdc us1_q-SpqUdc]T，为并联环节外部输入控制；x＝[ip_d ip_q]T，为并联环节控制目标量，为x的理想值。
并联环节无源控制律的推导过程和串联环节相同，这里不再详细地讲述，直接给出并联环节的无源控制律为
将模型代入到式(15)得
其中，Lpeq为每一个相单元折算后的电感值，us1_d为并联变压器一次侧电压在dq0坐标系下的d轴分量，us1_q为并联变压器二次侧电压dq0坐标系下的q轴分量，Spd为并联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的d轴开关函数分量，Spq为串联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的q轴开关函数分量，w＝2πf，f为电网频率，ip_d、ip_q为并联换流器的三相输入电流转换成的d轴电流分量和q轴电流分量，R1为第一电阻值，ra3、ra4分别为并联换流器的欧拉-拉格朗日模型计算中注入的虚拟阻尼。
同样，若ra3＝ra4取值合理，也可实现并联环节有功功率和无功功率的独立解耦控制，达到实际电流跟踪期望电流的目的。
对于并联换流器外环而言，并联换流器需要维持直流侧电压稳定，将直流侧电压期望值和直流侧电压实际值Udc作差再经过PI控制器，得到有功电流调节量Δi。无源控制是一种电流跟踪控制，将并联换流器的期望输出电流d轴分量和Δi求和作为无源控制器内环期望电流d轴分量期望输出电流q轴分量直接作为无源控制器内环期望电流q轴分量并联换流器的无源控制框图如图7所示。
本发明实施例的统一潮流控制器的控制方法，通过对串联换流器和并联换流器的子模块进行等效，并基于欧拉-拉格朗日模型计算获得串联换流器和并联换流器的控制律，从而实现了串联换流器和并联换流器的控制，提高了控制的准确性。
以上所揭露的仅为本发明较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。

Claims (9)

1.一种统一潮流控制器，其特征在于，包括并联换流器、串联换流器、并联变压器、串联变压器，所述并联换流器的每一个相单元的交流端均通过第一电阻、并联变压器与电网连接，所述串联换流器的每一个相单元的交流端均通过第二电阻、串联变压器与电网连接，每一个相单元均为MMC结构。
2.一种如权利要求1所述的统一潮流控制器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1、对所述串联换流器和所述并联换流器进行电路等效，分别获得所述串联换流器和所述并联换流器的每一相的交流端口电压；
S2、将所述串联换流器的三相交流端口电压、三相输入电流转换为d、q轴坐标系下的电压分量和电流分量，将所述并联换流器的三相交流端口电压、三相输入电流转换为d、q轴坐标系下的电压分量和电流分量，并将串联变压器和并联变压器的电压分别转换为d、q轴坐标系下的电压分量；
S3、建立所述统一潮流控制器的欧拉-朗格朗日模型，根据欧拉-朗格朗日模型、所述串联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量、串联变压器的d、q轴的电压分量获得所述串联换流器的控制律，根据欧拉-朗格朗日模型、所述并联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量、并联变压器的d、q轴的电压分量，获得所述并联换流器的控制律。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤S1具体包括：
将所述串联换流器和所述并联换流器的每一相中的子模块等效为受控电压源，获得所述串联换流器和所述并联换流器的单相电路图；
基于基尔霍夫定理对所述单相电路图进行求解，获得单相电路的交流端口电压表达式；
根据所述表达式对所述单相电路图进行等效，获得单相电路图的等效电路；
根据所述等效电路计算获得所述单相电路的直流侧电压和交流端口电压。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述表达式对所述单相电路图进行等效，获得单相电路图的等效电路具体包括：
将所述单相电路的上桥臂的所有子模块等效为第一受控电压源，将所述下桥臂的所有子模块等效为第二受控电压源，将所述上、下桥臂的等效电感折算到交流侧，电感值变为原电感值的一半；
使得所述第一受控电压源和所述第二受控电压源串接于所述相单元的直流侧电压源之间，所述第一受控电压源和所述第二受控电压源的连接点为所述相单元的交流端口，所述交流端口与所述折算后的电感连接。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述等效电路的直流侧电压和交流端口电压为：
其中，Udc为所述直流侧电压，urj为第j相的交流端口电压，j为a相、b相或c相，upj为第j相的第一受控电压源的电压值，unj为第j相的第二受控电压源的电压值。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述步骤S3中根据欧拉-朗格朗日模型、所述串联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量，获得所述串联换流器的控制律具体包括：
其中，u＝[kuc2_d-SsdUdc kuc2_q-SsqUdc]T，x＝[x1 x2]T＝[is_d is_q]T，为x的期望值，误差值xe＝x-x*，误差能量函数为He为
将x＝xe+x*代入式(1)得
注入虚拟阻尼Ra＝diag(ra1，ra2)，令Rd＝R+Ra，将R＝Rd-Ra代入式(3)得
若控制律为:
根据式(5)，串联换流器的控制律为：
其中，Lseq为每一个相单元折算后的电感值，k为串联变压器的变比，uc2_d为串联变压器二次侧电压uc2在dq0坐标系下的d轴分量，uc2_q为串联变压器二次侧电压uc2在dq0坐标系下的q轴分量，Ssd为串联换流器的a，b，c三相端口电压在dq0坐标系下的d轴开关函数分量，Ssq为串联换流器的a，b，c三相端口输出电压在dq0坐标系下的q轴开关函数分量，w＝2πf，f为电网频率，is_d、is_q为串联换流器的三相输入电流转换成的d轴电流分量和q轴电流分量，R2为第二电阻值。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：
将串联变压器一次侧的实际电压的d轴分量与k倍的的差值输入PI控制器中进行处理，获得所述d轴电流分量的理想值其中为uc2_d的理想值；
将串联变压器一次侧的实际电压的q轴分量与k倍的的差值输入PI控制器中进行处理，获得所述q轴电流分量的理想值其中为uc2_q的理想值。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述步骤S3中根据欧拉-朗格朗日模型、所述并联换流器的d、q轴的电压分量和电流分量，获得所述并联换流器的控制律具体包括：
在并联换流器对应的欧拉-拉格朗日模型中，对应的
u＝[us1_d-SpdUdc us1_q-SpqUdc]Tx＝[x1 x2]T＝[ip_d ip_q]T，，为x的期望值，根据式(5)，并联换流器的控制律为：
其中，Lpeq为每一个相单元折算后的电感值，us1_d为并联变压器一次侧电压在dq0坐标系下的d轴分量，us1_q为并联变压器二次侧电压dq0坐标系下的q轴分量，Spd为并联换流器的a，b，c三相端口电压在dq0坐标系下的d轴开关函数分量，Spq为串联换流器的a，b，c三相端口电压在dq0坐标系下的q轴开关函数分量，w＝2πf，f为电网频率，ip_d、ip_q为并联换流器的三相输入电流转换成的d轴电流分量和q轴电流分量，R1为第一电阻值，ra3、ra4分别为并联换流器的欧拉-拉格朗日模型计算中注入的虚拟阻尼。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：
将所述直流侧电压的理想值和实际值进行求差运算后输入PI控制器进行处理，输出有功电流调节量，将所述有功电流调节量与所述并联换流器的期望输出电流的d轴电流分量求和获得并联换流器的d轴分量的期望值；
将所述直流侧电压的理想值和实际值进行求差运算后输入PI控制器进行处理，输出有功电流调节量，将所述有功电流调节量与所述并联换流器的期望输出电流的q轴电流分量求和获得并联换流器的q轴分量的期望值。
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