CN109167623A - 一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构及系统。结构包括在基带对信号的幅度和相位进行处理的数字波束成形滤波器；通过数模转换及变频处理得到射频信号的射频链；以及对所述射频信号的相位进行调制以产生足够的波束成形增益并传输到天线上的模拟波束成形滤波器，所述模拟波束成形滤波器包括数目与射频链相等的相位过采样器和一个开关网络。本发明的技术方案解决了现有传输系统硬件结构复杂、波束成形增益不足的问题，实现了硬件效率最大化，达到理想的信号处理效果。

Description

一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构及系统

技术领域

本发明涉及毫米波通信技术领域，具体而言，尤其涉及一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构及系统。

背景技术

随着无线通信设备的快速发展，产生并需要传输的数据流量呈指数级增长。数据流量的快速增长已经严重影响了当前无线通信频段的通畅传输，因此亟待发掘新的无线通信频段应用以克服上述技术瓶颈。毫米波通信工作在30-300GHz频段上，与传统蜂窝通信使用的微波频段相比，毫米波通信能提供更宽的通信带宽，因此能够更好的解决频谱阻塞问题，其被认作是一种应用前景广泛的通信技术。但是，将毫米波通信落实到实际应用中仍面临许多技术难题。一方面，与传统频段(2.4GHz)相比，毫米波通信载波频率提高了十倍以上，在此情况下大气吸收和雨致衰减都大大提高，信号穿透能力降低，进而削弱了其传输能力。为了解决上述问题，常规做法是将毫米波通信技术与大规模MIMO技术紧密结合，在先进的波束成形和合并机制下，提供足够大的波束成形增益。另一方面，毫米波通信的硬件上实现也是制约其推广应用难点所在。在传统全数字波束成形架构中，每根天线发射或接收的信号都要经过DAC/ADC等一系列射频器件的处理。由于这些射频器件的功耗和制作成本是随着通信频率和带宽的增加而增大的，且毫米波通信频率和信号带宽相比传统频段都有显著增加，因此受经济成本因素的制约难以制作和使用大量高精度的射频器件。此外，由于在毫米波通信系统中，必须采用大规模天线阵列以抵抗较高的信道衰减，毫米波信号极短的波长也能够将大规模天线封装在较小尺寸内，然而天线之间紧密排列的方式，使得众多射频器件难以封装在每根天线后，与天线间保证精确的对应关系。因此，在毫米波通信系统中，要通过射频链中元器件的处理对每根天线上的信号完成精准的幅度及相位控制较为困难。上述问题均是制约全数字波束成形结构在无线通信领域广泛应用的技术及应用瓶颈。

近来，模拟/数字混合波束成形技术凭借其经济节能的特点已被尝试性应用到毫米波通信中，其优势在于所需射频器件的数量较少，且能够满足用户使用需求。混合波束成形结构将数字信号处理分成两部分，分别是利用射频链元器件对基带信号进行数字波束成形以保证多路复用或多用户技术的实现，以及天线前端通过大规模移相器网络对射频信号进行模拟波束成形调制来提供充足的波束成形增益。值得提出的是模拟波束成形仅对信号的相位进行调制，不改变信号幅度。但是由于这种结构的移相器数量十分庞大，也会造成不小的能量消耗。为了减少移相器的数量，提出了另一种部分连接结构，即经过每条射频链处理输出的信号仅与部分天线相连，这样操作有效减少了所需的移相器数量，从而提高能量利用率，但势必造成波束成形增益的降低。另外，研究表明用于模拟波束成形的移相器网络的功耗和硬件复杂度是与移相器分辨率成正比的，因此这种部分连接的混合架构中的高精度移相器网络依然会造成巨的大能量消耗。为了进一步降低硬件复杂度，节约能耗，研究者提出了一种新型结构,即每条数据流经过射频链，再变频之后由开关动态选择连接到哪根天线上。这种结构虽然硬件复杂度极低，需要的开关数量也很少，功耗很小，但是所产生的波束成形增益十分有限。

发明内容

根据上述提出的技术问题，而提供一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构。本发明主要利用相位过采样器和一个开关网络来实现模拟波束成形，从而实现最大化硬件效率的同时，也能提供足够的波束成形增益，达到理想的信号处理效果。

本发明采用的技术手段如下：

一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构，其特征在于，包括：

在基带对信号的幅度和相位进行处理的数字波束成形滤波器；

通过数模转换及变频处理得到射频信号的射频链；

以及对所述射频信号的相位进行调制以产生足够的波束成形增益并传输到天线上的模拟波束成形滤波器，所述模拟波束成形滤波器包括数目与射频链相等的相位过采样器和一开关网络；

通过相位过采样器对信号的相位进行不同程度的调制，继而并行输出，再利用开关网络动态基于最大化信道增益的准则选择最佳的调制信号，从而完成对信号的相位调制，最后传送到每根天线上。

进一步地，当所述相位过采样器为二相位过采样器时，由反相器实现；

当所述相位过采样器为四相位及以上相位采样器时，在窄带通信环境中，由微带延迟线实现相位延迟；在宽带通信环境中，由基于电感电容的宽带移相器实现相位延迟。

进一步地，所述相位过采样器的分辨率为N，并行输出0,2π/N,…,2(N-1)π/N相位调制的信号。

进一步地，所述相位过采样器的输出端连接可变增益放大器，以对不同相位提供增益补偿。

本发明还提供了一种应用上述混合波束成形结构的信号传输系统，其特征在于，包括发射端和接收端，所述发射端和接收端均采用上述混合波束成形结构，且发射端和接收端的混合波束成形结构对称设置。

较现有技术相比，本发明具有以下优点：

利用更加经济节能的相位过采样器和一个开关网络来实现模拟波束成形，从而最大化硬件效率同时也能提供足够的波束成形增益，达到理想的信号处理效果。这种结构的电路十分简单，而且所需的相位过采样器数量很小，在发射机端该结构通过相位过采样器对信号进行不同程度相位调制，然后并行输出，再通过一个开关网络进行动态选择最佳输出，完成对信号的模拟波束成形调制，最后传送到每根天线上即可。接收机端也可采用这种结构完成类似的过程。

应用本发明的技术方案，将信号处理的过程分为数字域和模拟域两部分，从而大大减小了DAC/ADC等射频器件的数量，降低硬件复杂度和功耗，解决了现有传输系统硬件结构复杂、波束成形增益不足的问题，实现了硬件效率最大化，达到理想的信号处理效果。

基于上述理由本发明可在毫米波通信、大规模MIMO系统等领域广泛推广。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做以简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明中发射机端系统架构示意图。

图2(a)为本发明二制相位过采样器示意图。

图2(b)为本发明四进制相位过采样器。

图3为本发明实施例中N＞2条件下混合波束成形的设计算法流程图。

图4为本发明实施例中N＝2条件下混合波束成形的设计算法流程图。

图5为本发明中信噪比对比频谱效率的仿真图。

图6为射频链个数对比能量效率的仿真图。

图7为本发明实施例中信道估计算法流程图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。以下对至少一个示例性实施例的描述实际上仅仅是说明性的，决不作为对本发明及其应用或使用的任何限制。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

除非另外具体说明，否则在这些实施例中阐述的部件和步骤的相对布置、数字表达式和数值不限制本发明的范围。同时，应当清楚，为了便于描述，附图中所示出的各个部分的尺寸并不是按照实际的比例关系绘制的。对于相关领域普通技术人员己知的技术、方法和设备可能不作详细讨论，但在适当情况下，所述技术、方法和设备应当被视为授权说明书的一部分。在这里示出和讨论的所有示例中，任向具体值应被解释为仅仅是示例性的，而不是作为限制。因此，示例性实施例的其它示例可以具有不同的值。应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步讨论。

本发明提供了一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构，采用模拟/数字混合波束成形技术，即将信号处理的过程分成数字域和模拟域两部分，利用小数量射频器件完成数字波束成形过程以保证多路复用或多用户技术的实现，前端通过大规模模拟元器件与天线相连实现模拟波束成形来补偿信道衰减损失，提供处理增益，采用相位过采样器和开关网络来实现模拟波束成形的功能，通过相位过采样器对信号的相位进行不同程度的调制，然后并行输出，再用开关网络动态选择最佳的调制信号，从而完成对信号的相位调制，最后传送到每根天线上。其中,最佳的调制信号的判断准则是最大化信道增益，也就是选择和信道矩阵最匹配的调制相位。

如图1所示，本发明结构具体包括：在基带对信号的幅度和相位进行处理的数字波束成形滤波器，用以提供多数据流传输；通过数模转换及变频处理得到射频信号的射频链；以及对所述射频信号的相位进行调制以产生足够的波束成形增益并传输到天线上的模拟波束成形滤波器，所述模拟波束成形滤波器包括数目与射频链相等的相位过采样器和一开关网络；通过相位过采样器对信号的相位进行不同程度的调制，相位过采样器的分辨率为N，并行输出0,2π/N,…,2(N-1)π/N相位调制的信号，再利用开关网络动态选择最佳的调制信号，从而完成对信号的相位调制，最后传送到每根天线上。

与传统数控移相器相比，本发明仅需很小数量的相位过采样器，与射频链的个数相等即可，即发射端每路信号传输前，先通过射频链中各元器件的处理，上变频之后经过相位过采样器的处理，输出各相位不同的信号，最后通过开关网络进行选择连接到每根天线上。

这种基于相位过采样器-开关网络(POS-SW)的系统架构的具体优势主要体现在以下几方面：所需要的相位过采样器数量少，实现起来也比以往数控移相器简单，另外开关消耗的功率也很小。举例来说，二进制相位过采样器由简单的反相器即可实现，如图2(a)所示为可作为能够实现此功能的实施方式中的一种较佳示例。四相位以及更多相位的过采样器可由相位延迟手段实现。对于窄带系统，可利用如图2(b)所示的微带延迟线实现相位延迟，这样实现起来十分容易，能量消耗也小。但是可能会出现相位非线性的问题(不同频率相位偏移不同)。因此对于宽带通信环境中，可利用基于电感电容的宽带移相器实现相位延迟过程以改善相位非线性的问题。另外，由于连接到过采样器输出的天线个数有可能不等，会造成不同的电路负载，因此在每个相位延迟信号的输出端还时常需要可变增益放大器以对不同相位提供增益补偿。最后值得提出的是，有实验表明，通常一个开关电路要消耗5mW能量，微带延迟线不耗电，而一个移相器一般消耗45-106mW，而且以往的移相器网络所需的移相器数量十分庞大，而本发明提出的结构里相位过采样器的数量要少得多，因此，总的能耗大大减小，并且硬件复杂度也显著降低。

本发明还提供了一种应用上述混合波束成形结构的信号传输系统，包括发射端和接收端，所述发射端和接收端均采用上述混合波束成形结构，且发射端和接收端的混合波束成形结构对称设置。

实施例1

下面以基于相位过采样器-开关网络结构的混合波束成形的设计为例，对本发明的技术方案做进一步说明。

以一个点对点的毫米波MIMO通信系统为例，利用本发明所述的混合波束成形结构，假设发射机有N_t根天线和条射频链，传输N_s条数据流，类似的设接收机有N_r根天线和条射频链。发射机发射的信号先经过基带数字波束成形器的处理，接着通过条射频链的数模转换及变频处理成射频信号，最后经过模拟波束成形器的处理将信号传输到天线上。类似的，在接收机端也先通过一个模拟合并矩阵W_RF对信号进行接收，其具有和模拟波束成形矩阵类似的限制，即恒定幅值和分辨率为N的量化相位，经过下变频之后利用数字合并矩阵W_BB估计信号。设H为信道矩阵，s为发射信号矩阵，P代表发射功率，n为代表接收复高斯噪声向量。所以接收信号可表示成以下形式：

基于相位过采样器-开关网络结构的混合波束成形和合并矩阵的设计目标方程式最大化频谱效率。设计难点主要来源于模拟波束成形矩阵的低分辨率相位限制上。最优的穷尽搜索算法复杂度随着天线数的增加呈指数型增长，因此实际应用当中不可能采用穷尽搜索来设计模拟波束成形或合并矩阵，需要设计更高效简便的算法实现模拟波束成形。本发明采用Wang等提出的一种复杂度低的新型联合模拟波束成形与合并矩阵的设计算法(参考文献：Wang Z,Li M,Liu Q et al.Hybrid precoder and combiner design with lowresolution phase shifters in mmWave MIMO systems[J].IEEE J.Sel.Topics SignalProcess.,to appear)。

具体来讲，针对N＞2的情况，采用迭代相位匹配算法，流程图如图3所示，步骤如下：

S1：对信道矩阵进行SVD分解；

S2：基于SVD分解的结果，对每个模拟波束成形对的相位进行迭代更新；

S3：将设计好的模拟波束成形矩阵乘入信道矩阵，得到有效基带信道矩阵；

S4：对有效基带信道矩阵进行SVD分解，令数字波束成形矩阵分别为其左奇异矩阵和右奇异矩阵。

对于二进制相位过采样器(即N＝2)的情况，采用秩1逼近的方法，流程图如图4所示，步骤如下：

S1：对信道矩阵进行SVD分解；

S2：基于SVD分解的结果利用秩1逼近算法设计码本；

S3：从码本中挑选最优的模拟波束成形对使得信道增益最大；

S4：将设计好的模拟波束成形矩阵乘入信道矩阵，得到有效基带信道矩阵；

S5：对有效基带信道矩阵进行SVD分解，令数字波束成形矩阵分别为其左奇异矩阵和右奇异矩阵。

如图5所示，基于本发明提出的架构，当N＝8时，系统性能已经十分逼近全数字波束成形结构。最后从图6的仿真结果可看出，本发明提出的架构在能量效率性能上具有十分明显的优势。

实施例2

本实施例为基于相位过采样器-开关网络结构的信道估计实施例。

窄带毫米波信道经常采用簇模型，即认为信道矩阵H是由N_CL个散射簇共同作用形成的，每个散射簇又可提供N_ray条传播路径。于是物理信道模型可表示成以下形式：

式中β_i,l为第i个散射簇里第l条传播路径的复增益，a_MS(φ_i,L)和a_BS(a_i,l)分别是接收端和发射端针对第i个散射簇里第l条传播路径的天线阵列响应向量，φ_i,l和α_i,l为对应的达到方位角和离开方位角。上述信道矩阵还可表示成如下形式：

该式中和包含了各个方位角的天线阵列响应向量，H_b是对角矩阵，对角线上的值对应相应的路径增益β_i,l。

混合波束成形和合并矩阵的设计需要信道矩阵H的信息，然而毫米波信道信息却不容易得到。其原因在于接收到的信号要首先经过模拟波束成形矩阵的滤波，基带没法直接估计出信道矩阵H每个元素的值。通过上述对毫米波信道模型的描述可看出，毫米波信道是稀疏的，基于这种特性，压缩感知等方法可用于毫米波信道估计。基于相位过采样器-开关网络结构，训练序列的元素应为离散值，由此，如图7所示，基于POS-SW结构，本发明采用一种基于压缩感知的信道估计算法，步骤如下：

S1：发射机每个时隙发射均匀分布的随机序列；

S2：接收机存储每个时隙接收到的信号；

S3：接收机端利用OMP算法进行信道估计；

S4：接收机端将估计值反馈给发射机。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (5)

1.一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构，其特征在于，包括：

在基带对信号的幅度和相位进行处理的数字波束成形滤波器；

通过数模转换及变频处理得到射频信号的射频链；

以及对所述射频信号的相位进行调制以产生足够的波束成形增益并传输到天线上的模拟波束成形滤波器，所述模拟波束成形滤波器包括数目与射频链相等的相位过采样器和一个开关网络；

通过相位过采样器对信号的相位进行不同程度的调制，继而并行输出，再利用开关网络动态基于最大化信道增益的准则选择最佳的调制信号，从而完成对信号的相位调制，最后传送到每根天线上。

2.根据权利要求1所述的一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构，其特征在于，当所述相位过采样器为二相位过采样器时，由反相器实现；

当所述相位过采样器为四相位及以上相位采样器时，在窄带通信环境中，由微带延迟线实现相位延迟；在宽带通信环境中，由基于电感电容的宽带移相器实现相位延迟。

3.根据权利要求1或2所述的一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构，其特征在于，所述相位过采样器的分辨率为N，并行输出0，2π/N，…，2(N-1)π/N相位调制的信号。

4.根据权利要求3所述的一种应用于毫米波多天线系统的混合波束成形结构，其特征在于，所述相位过采样器的输出端连接可变增益放大器，以对不同相位提供增益补偿。

5.一种应用权利要求1-4任意一项所述混合波束成形结构的毫米波多天线系统，其特征在于，包括发射端和接收端，所述发射端和接收端均采用上述混合波束成形结构，且发射端和接收端的混合波束成形结构对称设置。