CN109167526B - 一种npc三电平电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高可靠的高频高效NPC三电平电路，属于电力电子三电平电路技术领域，第一IGBT的钳位电路包括二极管D1、二极管D5和二极管D7，所述二极管D1和二极管D5串联后再并联于第一IGBT两端，所述二极管D7一端连接所述中性点，另一端通过二极管D1钳位至正母线电压；所述第四IGBT的钳位电路包括二极管D4、二极管D6和二极管D8，所述二极管D4和二极管D6串联后再并联于第四IGBT两端，所述二极管D8一端连接所述中性点，另一端通过二极管D4钳位至负母线电压；本发明既保留了T字型三电平电路的可靠性，又使开关器件损耗接近I字型三电平电路，实现高频、高效、高可靠的运行。

Description

一种NPC三电平电路
技术领域
本发明涉及电力电子三电平电路技术领域，具体涉及一种高可靠的高频高效NPC三电平电路。
背景技术
NPC三电平电路通常有两种方案，即I字型三电平电路(附图1所示)和T字型三电平电路(附图2所示)。
I字型三电平电路中的器件(IGBT和二极管)耐压只能承受半母线电压，其开关速度较快、损耗较小，适合高频运行，但I字型三电平电路的内管Q2、Q3由于没有钳位电路，当内管Q2、Q3不正确关断时，Q2、Q3会过压击穿。
T字型三电平电路，内管Q2、Q3承受半母线电压，外管Q1、Q4承受全母线电压，但所有的管子都能钳位到母线或半母线电容上，因此即使驱动发生错误，管子不会发生过压击穿，所以T字型三电平电路可靠性较高，但是由于Q1、Q4、D1、D4需要承受全母线电压，故Q1、Q4、D1、D4会选用高耐压器件，这会导致其开关速度变慢，损耗增加，尤其 D1、D4相对于D2、D3的恢复损耗是大幅增加(在125℃时，D2、D3损耗仅1.55mJ，而 D1、D4已达5.7mJ，这还是在D1、D4工作电流比D2、D3小25％的情况下的数据，同等电流情况差距会更大，如果IGBT模块工作在25KHz，二极管D1和D4的开关损耗至少要增加(5.7-1.55)*25＝105W)，因此传统的T字型三电平电路虽然可靠性较高但开关损耗较大，不适合高频运行。
发明内容
本发明的目的在于：提供一种高可靠的高频高效NPC三电平电路，解决了目前I字型三电平电路中内管不正确关断时会过压击穿，T字型三电平电路开关损耗较大且不适合高频运行的技术问题。
本发明采用的技术方案如下：
一种高可靠的高频高效NPC三电平电路，包括具有对称结构的工频上半周电路和工频下半周电路，所述工频上半周电路包括依次连接于正母线端和中性点间的第一IGBT、第三 IGBT和第二IGBT，所述工频下半周电路包括依次连接于负母线端和中性点间的第四IGBT、第三IGBT与第二IGBT，所述第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT分别设置有钳位电路，所述第一IGBT与第四IGBT间连接交流侧，所述第一IGBT的钳位电路包括二极管D1、二极管D5和二极管D7，所述二极管D1和二极管D5串联后再并联于第一IGBT两端，所述二极管D7一端连接所述中性点，另一端通过二极管D1钳位至正母线电压；
所述第四IGBT的钳位电路包括二极管D4、二极管D6和二极管D8，所述二极管D4 和二极管D6串联后再并联于第四IGBT两端，所述二极管D8一端连接所述中性点，另一端通过二极管D4钳位至负母线电压。
进一步的，所述二极管D1和二极管D5的导通方向与第一IGBT的导通方向相反，所述二极管D4和二极管D6的导通方向与第四IGBT的导通方向相反。
进一步的，所述二极管D1与二极管D4均为超快恢复二极管，额定电压不小于半母线电压。
进一步的，所述二极管D5和二极管D6均为普通整流二极管，额定电压不小于全母线电压。
进一步的，所述二极管D7和二极管D8均为快恢复二极管，额定电压不小于半母线电压。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1.本发明既保留了T字型三电平电路的可靠性，又使开关器件损耗接近I字型三电平电路，实现高频、高效、高可靠的运行。
2.本发明实现了在较高频率下运行时，相比于传统T字型三电平电路，效率得到明显提升。
附图说明
本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：
图1是I字型三电平电路的电路图；
图2是T字型三电平电路的电路图；
图3是本发明处于工作模式A时Q1开通时的电流流向示意图；；
图4是本发明处于工作模式A时Q1关断时的电流流向示意图；
图5是本发明处于工作模式A时Q1重新开通瞬间的电流流向示意图；
图6是本发明处于工作模式B时Q3开通时的电流流向示意图；
图7是本发明处于工作模式B时Q3关断时的电流流向示意图；
图8是本发明处于工作模式B时Q3重新开通瞬间的电流流向示意图；
图9是本发明处于工作模式C时Q4开通时的电流流向示意图；
图10是本发明处于工作模式C时Q4关断时的电流流向示意图；
图11是本发明处于工作模式C时Q4重新开通瞬间的电流流向示意图；
图12是本发明处于工作模式D时Q2开通时的电流流向示意图；
图13是本发明处于工作模式D时Q2关断时的电流流向示意图；
图14是本发明处于工作模式C时Q2重新开通瞬间的电流流向示意图。
具体实施方式
本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。
下面结合图1-14对本发明作详细说明。
一种高可靠的高频高效NPC三电平电路，包括具有对称结构的工频上半周电路和工频下半周电路，所述工频上半周电路包括依次连接于正母线端和中性点间的第一IGBT、第三 IGBT和第二IGBT，所述工频下半周电路包括依次连接于负母线端和中性点间的第四IGBT、第三IGBT与第二IGBT，所述第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT分别设置有钳位电路，所述第一IGBT与第四IGBT间连接交流侧，所述第一IGBT的钳位电路包括二极管D1、二极管D5和二极管D7，所述二极管D1和二极管D5串联后再并联于第一IGBT两端，所述二极管D7一端连接所述中性点，另一端通过二极管D1钳位至正母线电压；
所述第四IGBT的钳位电路包括二极管D4、二极管D6和二极管D8，所述二极管D4 和二极管D6串联后再并联于第四IGBT两端，所述二极管D8一端连接所述中性点，另一端通过二极管D4钳位至负母线电压。
进一步的，所述二极管D1和二极管D5的导通方向与第一IGBT的导通方向相反，所述二极管D4和二极管D6的导通方向与第四IGBT的导通方向相反。
进一步的，所述二极管D1与二极管D4均为超快恢复二极管，额定电压不小于半母线电压。
进一步的，所述二极管D5和二极管D6均为普通整流二极管，额定电压不小于全母线电压。
进一步的，所述二极管D7和二极管D8均为快恢复二极管，额定电压不小于半母线电压。
具体实施例1
一种高可靠的高频高效NPC三电平电路，包括具有对称结构的工频上半周电路和工频下半周电路，为方便说明，以下内容中，第一IGBT为Q1，第二IGBT为Q2，第三IGBT 为Q3，第四IGBT为Q4，正母线电压记为+1/2VDC，负母线电压记为-1/2VDC，则半母线电压为1/2VDC，全母线电压为VDC。
所述工频上半周电路包括依次连接于正母线端和中性点间的第一IGBT、第三IGBT和第二IGBT，具体为：正母线端通过电容C1连接中性点O，所述正母线端还连接Q1的集电极，将正母线端与Q1间的一电性连接点记为A，所述Q1的发射极连接Q3的集电极，将 Q1与Q3间的一电性连接点记为B，所述Q3的发射极连接所述Q2的发射极，所述Q2的集电极连接中性点O，所述Q3两端并联有用于钳位的二极管D3，所述二极管D3的导通方向与所述Q3的导通方向相反，所述Q2的两端并联有用于钳位的二极管D2，所述二极管 D2的导通方向与所述Q2的导通方向相反；所述Q1的钳位电路包括二极管D1、二极管D5 和二极管D7，所述二极管D1和二极管D5串联后再并联于Q1两端，所述二极管D1和二极管D5的导通方向与第一IGBT的导通方向相反，即所述B点连接二极管D5的正极，所述D5的负极连接二极管D1的正极，所述二极管D1的负极连接所述A点；所述二极管D7 一端连接所述中性点O，另一端通过二极管D1钳位至正母线电压，即二极管D7的正极连接所述中性点O，所述二极管D7的负极连接所述二极管D1的正极。
所述工频下半周电路包括依次连接于负母线端和中性点间的第四IGBT、第三IGBT与第二IGBT，具体为：所述负母线端通过电容C2连接至中性点O，所述负母线端连接Q4的发射极，将负母线端与Q4之间的一电性连接点记为C，所述Q4的集电极连接至所述B 点，所述工频下半周电路与工频上半周电路公用所述Q3、Q2、D3和D2，所述Q4的钳位电路包括二极管D4、二极管D6和二极管D8，所述二极管D4和二极管D6串联后再并联于 Q4两端，所述二极管D4和二极管D6的导通方向与Q4的导通方向相反，即所述B点连接二极管D6的负极，所述D6的正极连接二极管D4的负极，所述二极管D4的正极连接所述 C点；所述二极管D8一端连接所述中性点O，另一端通过二极管D4钳位至负母线电压，即二极管D8的负极连接所述中性点O，所述二极管D8的正极连接所述二极管D6的正极。
所述B点还通过电感L1连接交流侧L。
所述二极管D1与二极管D4均为超快恢复二极管，只能承受半母线电压；
所述二极管D5和二极管D6均为普通整流二极管，额定电压至少能承受全母线电压，额定工作电流与二极管D1和二极管D2相同，正向压降典型值VF＝0.8V。
所述二极管D7和二极管D8均为快恢复二极管，额定电压能承受半母线电压，额定工作电流选取二极管D1和二极管D2额定工作电流的0.02-0.1倍。
二极管D1、D2、D3、D4选用具有相同参数的型号。
半母线电压选取1200VDC或1600VDC中的一种。
本发明将原有二极管D1和D4的耐压降半，选用只能承受半母线电压的超快恢复二极管，用低耐压二极管替代高耐压二极管，其恢复损耗将大幅降低，参见F3L200R12WH3的IGBT模块资料，在125℃时100A额定工作电流的低耐压二极管D2、D3反向恢复损耗仅1.55mJ，而75A额定工作电流的高耐压二极管D1、D4反向恢复损耗高达5.70mJ，对应的 100A额定工作电流的高耐压二极管D1、D4反向恢复损耗高达7.60mJ，差值(7.6-1.55)约5 mJ，相当于IGBT(D1、D4)的关断损耗；二极管反向恢复损耗的减小也会降低对应IGBT 的开通损耗Eon，在125℃时100A电流的Q1、Q4比Q2、Q3的Eon低0.8mJ；在此唯一增加的是多了二极管D5、D6的导通压降0.8V损耗。如按照脉宽D＝0.7(那么 Toff＝0.3*Ts)、开关频率Fs＝25KHZ、工作电流I＝100A、模块温度＝125℃计算，IGBT模块节约的功耗为(5+0.8)mJ*25K-0.8*100*0.30＝121W，由此可见本发明电路在较高频率下运行时，比传统T字三电平电路效率提升明显。
具体实施例2
本实施例基于实施例1，用于说明本发明的工作模式。
由于二极管D7一端连接至中性点O，另一端通过二极管D1钳位至正母线电压，二极管D8一端连接至中性点O，另一端通过二极管D4钳位至负母线电压，而二极管D7和二极管D8的额定电压均能承受半母线电压(即正母线电压或负母线电压)，因此在所有工作模式下二极管D7和二极管D8均无过压风险。
1)当电路处于工频上半周期，即Q4一直处于关断状态，Q2一直导通，Q1为高频开关，Q3与Q1互补开通，工频上半周包括工作模式A和工作模式B。
工作模式A：电路处于工频上半周，由直流母线(正母线端)向交流侧输出瞬时功率。
如图3所示，使Q1处于开通状态，电流由A点经过Q1到达B点，再通过电感L1流入交流侧L，此时B点电压为+1/2VDC，C点电压为-1/2VDC，BC间的电压等于全母线电压VDC，在此器件Q4、二极管D4和二极管D6均处于截止状态，由于二极管D8的存在，将二极管D4的电压钳位至半母线电压，即二极管D4承受的电压小于等于1/2VDC，剩余的电压有二极管D6承受，由于二极管D6可承受全母线电压，因此二极管D6是安全的。
如图4所示，当Q1关断后，电流由中性点O流过Q2，再经二极管D3正向导通至B 点，最后通过电感L1流入交流侧L；此时，由于B点电压与中性点O相同，因此AB与 BC之间的电压均为半母线电压1/2VDC，在此器件，由于Q4、Q1、二极管D4、二极管 D6、二极管D1和二极管D5都处于截止状态，由于二极管D1和二极管D4能承受半母线电压，二极管D5和二极管D6能承受全母线电压，因此二极管D4、二极管D6、二极管D1和二极管D5都处于安全状态。
如图5所示，当Q1重新开通的初期，二极管D3处于反向恢复阶段，电流分两路走，一路电流由A点经过Q1到B点，然后通过电感L1流入交流侧L；另一路为二极管D3的反向恢复电流，由A点经过Q1到B点，二极管D3反向恢复，二极管D2正向流通到中点 O；随着二极管D3反向恢复结束，二极管D3处于截止状态，该路电流消失，电路的工作状态进入图3模式。此期间B点电压为+1/2VDC，C点电压为-1/2VDC，那么BC间电压等于全母线电压VDC，在此期间Q4、D4、D6都处于截止状态，由于D8的存在将二极管D4 钳位到半母线电压，因此二极管D4承受的电压小于等于1/2VDC，剩余电压由D6承受，由于D6可以承受全母线电压，故D6是安全的。
工作模式B：在工频上半周期，交流侧瞬时功率流入直流母线(正母线端)
如图6所示，Q1处于关断状态，Q3开通，电流由交流侧L流过电感L1进入B点，再经Q3和二极管D2流入O点。此期间B点电压与中点O相同，AB与BC间电压均等于半母线电压1/2VDC，此期间Q4、Q1、二极管D4、二极管D6、二极管D1都处于截止状态，由于二极管D1和二极管D4能承受半母线电压，二极管D6能承受全母线电压，所以D1、 D4、D5、D6都处于安全状态。
如图7所示，当Q3关断后，电流由交流侧L经过电感L1进入B点，再经过二极管D5 和二极管D1进入A点(正母线端)。此期间B点电压为+1/2VDC，C点电压为-1/2VDC，那么BC间电压等于全母线电压VDC，在此期间Q4、二极管D4和二极管D6都处于截止状态，由于二极管D8的存在将二极管D4钳位到半母线电压，则二极管D4承受的电压小于等于1/2VDC，剩余电压由二极管D6承受，由于二极管D6可以承受全母线电压，故二极管 D6是安全的。
如图8所示，当Q3重新开通的初期，二极管D1和D5都处于反向恢复状态，由于二极管D1与D5串联，且二极管D1为超快恢复二极管，二极管D5为普通二极管，所以二极管 D1恢复快，承受绝大部分反向电压，二极管D5恢复很慢，承受很小的反向电压。一部分电流由A端经二极管D1反向恢复，再由二极管D5反向恢复，经Q3和二极管D2正向导通流入O点。另一部分电流由交流侧L流过电感L1进入B点，再经Q3和二极管D2流入O 点。此期间B点电压与中点O相同，AB与BC间电压均等于半母线电压1/2VDC。此期间 Q4、D4、D6、Q1、都处于截止状态，D1、D5处于反向恢复状态，由于AB间电压仅为 1/2VDC，且二极管D1恢复快，二极管D5恢复慢，因此在此期间二极管D1承受的反压接近1/2VDC，D5承受的反压很小，整个恢复损耗由二极管D1决定，二极管D1和二极管D5 都是安全的。随着二极管D1反向恢复结束，二极管D1处于截止状态，该路电流消失，电路的工作状态进入图6工作模式。
2)当电路处于工频上半周期，Q1一直关断，Q3一直导通，Q4为高频开关，Q2与Q4 互补开通。工频上半周包括工作模式C和D。
工作模式C：在工频下半周期，直流母线(负母线端)向交流侧L流出瞬时功率：
如图9所示，首先Q4处于导通状态，电流由交流侧L经过电感L1进入B点，然后通过Q4流入C端。此时B点电压为-1/2VDC，A点电压为+1/2VDC，那么AB间电压等于全母线电压VDC，在此期间Q1、二极管D1和二极管D5都处于截止状态，由于D7的存在将二极管D1钳位到半母线电压，因此二极管D1承受的电压小于等于1/2VDC，剩余电压由 D5承受，由于D5可以承受全母线电压，故D5是安全的。
如图10所示，当Q4关断后，电流由交流侧L经过电感L1进入B点，通过Q3经过二极管D2流入O点。此时B点电压与中点O相同，AB与BC间电压均等于半母线电压 1/2VDC，此期间Q4、二极管D4、二极管D6、Q1、二极管D1、二极管D5都处于截止状态，二极管D1和二极管D4能承受半母线电压，二极管D5和二极管D6能承受全母线电压，所以二极管D1、二极管D4、二极管D5、二极管D6都处于安全状态。
如图11所示，在Q4重新开通的初期，二极管D2处于反向恢复阶段，电流分两路走，一路电流由交流侧L经过电感L1进入B点，然后通过Q4流入C端；另一路是二极管D2 的反向恢复电流，由中性点O点经二极管D2的反向恢复和二极管D3正向流通，再经过功率管Q4到C点，随着二极管D2反向恢复结束，二极管D2处于截止状态，该路电流消失，电路的工作状态进入图9模式；此期间B点电压为-1/2VDC，A点电压为+1/2VDC，那么AB间电压等于全母线电压VDC，在此期间Q1、二极管D1和二极管D5都处于截止状态，由于二极管D7的存在将二极管D1钳位到半母线电压，因此二极管D1承受的电压小于等于1/2VDC，剩余电压由D5承受，由于D5可以承受全母线电压，故D5是安全的。
工作模式D：在工频下半周期，交流侧瞬时功率流入直流母线(负母线端)：
如图12所示，Q4处于关断状态，Q2开通，电流由中性点O经Q2和二极管D3进入B 点，在流过电感L1流入交流侧L。此期间B点电压与中性点O相同，AB与BC间电压均等于半母线电压1/2VDC，此期间Q4、二极管D4、Q1、二极管D1、二极管D5都处于截止状态，二极管D1和二极管D4能承受半母线电压，二极管D5能承受全母线电压，所以二极管D1、二极管D4、二极管D5、二极管D6都处于安全状态。
如图13所示，当Q2关断后，电流由C端(负母线端)经二极管D4和二极管D6进入 B点，再经过电感L1流入交流侧L。此期间B点电压为-1/2VDC，A点电压为+1/2VDC，那么AB间电压等于全母线电压VDC，在此期间Q1、二极管D1、二极管D5都处于截止状态，由于二极管D7的存在将二极管D1钳位到半母线电压，因此二极管D1承受的电压小于等于1/2VDC，剩余电压由D5承受，由于D5可以承受全母线电压，故D5是安全的。
如图14所示，Q2重新开通的初期，二极管D4和二极管D6都处于反向恢复状态，由于二极管D4和二极管D6串联，且二极管D4为超快恢复二极管，二极管D6只是普通二极管，所以二极管D4恢复快，承受绝大部分反向电压，二极管D6恢复很慢，承受很小的反向电压；一部分电流由中性点O经Q2和二极管D3正向导通进入B端，经二极管D6反向恢复和二极管D4反向恢复流入C点。另一部分电流由中性点O端经Q2和二极管D3正向导通流入B端，再经电感L1流入交流侧L；此期间B点电压与中性点O相同，AB与BC 间电压均等于半母线电压1/2VDC，此期间Q1、二极管D1、二极管D5、Q4、都处于截止状态，二极管D4和二极管D6处于反向恢复状态，由于BC间电压仅为1/2VDC，且二极管 D4恢复快，二极管D6恢复慢，因此在此期间二极管D4承受的反压接近1/2VDC，二极管 D6承受的反压很小，整个恢复损耗基本由D4决定，二极管D4和D6都是安全的；随着二极管D4反向恢复结束，二极管D4处于截止状态，该路电流消失，电路的工作状态进入图 12模式。
具体实施例3
本实施例基于实施例1，提供一种具体的实施方式。
二极管D1、D2、D3、D4选用具有相同参数的型号，型号为：DSEC60-06；
二极管D5和二极管D6采用的型号为：DSI45-12A；
二极管D7和二极管D8采用的型号为：MUR560；
Q1与Q2采用的型号为IKQ75N120，Q3与Q4采用的型号为IKW75N60H3。
半母线电压选取1200VDC。

Claims (4)

1.一种NPC三电平电路，包括具有对称结构的工频上半周电路和工频下半周电路，所述工频上半周电路包括依次连接于正母线端和中性点间的第一IGBT、第三IGBT和第二IGBT，所述工频下半周电路包括依次连接于负母线端和中性点间的第四IGBT、第三IGBT与第二IGBT，所述第一IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT分别设置有钳位电路，所述第一IGBT与第四IGBT间连接交流侧，其特征在于：所述第一IGBT的钳位电路包括二极管D1、二极管D5和二极管D7，所述二极管D1和二极管D5串联后再并联于第一IGBT两端，所述二极管D7一端连接所述中性点，另一端通过二极管D1钳位至正母线电压；
所述第四IGBT的钳位电路包括二极管D4、二极管D6和二极管D8，所述二极管D4和二极管D6串联后再并联于第四IGBT两端，所述二极管D8一端连接所述中性点，另一端通过二极管D4钳位至负母线电压；
所述二极管D1和二极管D5的导通方向与第一IGBT的导通方向相反，所述二极管D4和二极管D6的导通方向与第四IGBT的导通方向相反。
2.根据权利要求1所述的一种NPC三电平电路，其特征在于：所述二极管D1与二极管D4均为超快恢复二极管，额定电压不小于半母线电压。
3.根据权利要求1所述的一种NPC三电平电路，其特征在于：所述二极管D5和二极管D6均为普通整流二极管，额定电压不小于全母线电压。
4.根据权利要求1所述的一种NPC三电平电路，其特征在于：所述二极管D7和二极管D8均为快恢复二极管，额定电压不小于半母线电压。
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