CN109075843B - 极化频谱预编码传输 - Google Patents

Abstract

一种发送器处理单元，包括：变换单元，其被配置成用一个或更多个固定符号来取代输入符号集合的子集以获得经变换的符号集合；以及预编码器，其被配置成将预编码矩阵应用于经变换的符号集合以获得经变换和预编码的符号集合，其中，所述子集基于预编码矩阵的变形。

Description

极化频谱预编码传输

技术领域

本发明涉及第一处理单元和第二处理单元。本发明还涉及用于变换传输的系统以及用于变换的发送和接收的方法。进一步地，本发明还涉及存储程序代码的计算机可读存储介质，所述程序代码包括用于执行这样的方法的指令。

背景技术

正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)由于其高的频谱效率和低的实现复杂度而是许多通信系统例如3GPP LTE所选择的空中接口。

单载波频分多址接入(Single Carrier-Frequency Division Multiple Access，SC-FDMA)是通过OFDM子载波的DFT扩展进行传输的信道接入方法。认识到的SC-FDMA优于OFDMA的优点是其低的峰值平均功率比(peak-to-average-power-ratio，PAPR)。正因如此，SC-FDMA已经被选择为用于LTE上行链路传输的空中接口。在LTE中，在DFT扩展之后对连续子载波进行映射。这被称为局部子载波映射。在LTE中未使用的替选方式是所谓的分布式子载波映射。

OFDM和SC-FDMA调制的主要缺点是其高的带外(out-of-band，OOB)发射。OOB发射对相邻频带产生干扰。如果能够减少OOB，则相邻频带可以被更为密集地分组，从而提高了系统频谱效率。

频谱预编码是一种能够通过在馈送给调制器之前对数据符号进行预编码来提供大幅降低的OOB的方法。这通过将传输限定在确保低水平的OOB发射的特定子空间中来实现。

例如使用投影预编码方法的频谱预编码可以对数据符号向量进行投影以将传输限定于期望的数据子空间。投影预编码的一个优点在于：已经显示，投影预编码在现有技术中与MIMO技术兼容，因为投影预编码提供了原始信号在期望的子空间中的最小变形的版本。

投影预编码器具有以下缺点：在发送器处产生了在接收器处不能完全被缓解的符号间干扰，这会对应于容量上的小的损失。因此，干扰不能总是在接收器处被消除，但是对于具有低的MCS的OFDM系统，已经显示，大多数干扰通过迭代符号检测被缓解。

发明内容

本发明的目的是提供克服了现有技术中的上述问题中的一个或更多个问题的第一处理单元、第二处理单元、系统和方法。

本发明的第一方面提供了一种用于发送器的第一处理单元，所述处理单元包括：

变换单元，所述变换单元被配置成用一个或更多个固定符号来取代输入符号集合的子集以获得经变换的符号集合，以及

预编码器，所述预编码器被配置成将预编码矩阵应用于经变换的符号集合以获得经变换和预编码的符号集合，

其中，所述子集基于预编码矩阵的变形。

第一方面的处理单元可以用在例如被配置成发送多个数据符号的发送器中。所述数据符号可以作为输入符号集合被提供给变换单元。在下文中，由变换单元执行的变换也被称为“极化”。

处理单元可以实现在处理器上。该处理器可以被配置成获得输入符号集合。

对所述子集的选择基于预编码矩阵的变形。特别地，可以基于由预编码矩阵产生的矩阵产生变形来选择子集，例如在对子集的选择是基于预编码器(使用预编码矩阵)的输出向量与预编码器的输入向量相比的输出向量变形的意义上。由预编码矩阵产生的变形的测量可以基于预编码矩阵的值，特别是可以仅基于预编码矩阵的对角线值。

在优选实施方式中，处理单元可以被配置成基于预编码矩阵的变形来计算子集，例如计算子集的索引。为此，第一处理单元可以被配置成计算和/或测量预编码矩阵的变形。这具有以下优点：处理单元可以适用于预编码矩阵的不同选择。

在其他实施方式中，所述子集不是通过第一方面的处理单元来选择的，而是基于预编码矩阵的变形来预定义的，其中，预编码矩阵也可以被预定义。这具有以下优点：处理单元不需要计算所述子集，例如计算标识该子集的索引。

输入符号集合可以与预编码器的输入流集合对应。因此，输入符号集合的子集可以与预编码器的固定输入流对应。

输入符号集合的大小可以与预编码矩阵的行的数目对应。第一方面的处理单元可以被配置成用一个或更多个固定符号来迭代地取代后续输入符号集合的子集。例如，发送器可以包括串并转换器，输入符号集合可以以并行化方式被提供给处理单元，并且所述子集与并行化流的子集对应。这可以迭代地执行。

优选地，输入符号集合的大小可以与由发送器使用的子载波的数目对应。特别地，这可以是当使用具有局部子载波映射的OFDM或SC-FDMA时的情况。例如，如果使用K个子载波，则预编码矩阵可以为K×K矩阵并且符号集合可以包括K个符号。串并转换器可以被配置成总是将K个符号从输入流转换成并行化的K个输入符号的集合。

在本发明的其他实施方式中，输入符号集合以顺序方式被提供给处理单元，并且所述子集与预编码器的周期性输入对应。换言之，用固定符号来取代输入符号集合的子集可以在当输入符号以串行或并行化形式可用时执行。

所述一个或更多个固定符号可以相同(例如，全部零符号)或者它们可以为不同的符号，例如可以根据预定模式来选择。

优选地，所述一个或更多个固定符号为来自所使用的调制方案的星座的符号。这具有以下优点：发送功率在固定(“假位(dummy)”)符号的传输期间被保持。

第一方面的处理单元可以用于实现用于提高频谱预编码系统的频谱效率的方法，特别是针对采用投影预编码器的频谱预编码系统。

第一方面的处理单元可以用于实现基于频谱预编码传输中的输入编码数据符号的极化的传输方法。这里，极化指的是将符号分成两组，第一组包括(未经修改的)输入符号，第二组包括例如固定符号。

因此，可以基于预编码矩阵的变形对输入数据符号进行极化。特别地，可以根据由频谱投影预编码器引入的符号之间的干扰水平对输入数据符号进行极化。一组经极化的数据符号将信息携载至接收器。另一组被当作仅向接收器提供用于对第一组符号进行解调和解码的补充信息的固定“假位”符号。

益处是使频谱预编码固有的频谱效率损失最小化。

在根据第一方面的处理单元的第一实现中，预编码矩阵是正交投影矩阵，并且输入符号集合的子集的一个或更多个索引与预编码矩阵的一个或更多个最小对角线值的索引对应。

具有正交投影矩阵有以下优点：由投影矩阵产生的变形可以基于预编码矩阵的对角线值以特别简单的方式来确定。

在根据第一方面的处理单元的第二实现中，输入符号集合的子集包括N_t个元素，其中，M/2≤N_t≤3M，其中，M是预编码矩阵的零空间的秩。

例如，子集可以被选择成使得该子集与下述N_t个元素对应，所述N_t个元素与预编码矩阵的最低的N_t个对角线值对应。

实验已经显示，这提供了减少OOB(通过假位符号的定向传输)与损失有效传输率(由于发送了替代数据符号的假位符号)之间的良好权衡。

在根据第一方面的处理单元的第三实现中，处理单元还包括交织器，所述交织器被配置成将预定义打孔比特模式映射至输入符号集合的子集的索引集合。

特别地，第一方面的第三实现的处理单元可以被配置成将打孔比特(puncturedbit)(通过打孔比特模式所定义的)映射至输入符号集合的子集。这具有以下优点：打孔比特(不携载信息)被映射至输入符号集合的下述子集，所述子集被固定符号所取代并因此无论如何不适于携载信息。

所述映射可以为一对一映射和/或置换。

在根据第一方面的处理单元的第四实现中，处理单元还包括被配置成对经变换的符号集合进行调制的OFDM调制器或SC-FDMA调制器。

实验已经显示，处理单元的变换的发送特别适于使用OFDM和/或SC-FDMA调制的传输。

本发明的第二方面涉及一种接收器处理单元，所述处理单元包括：

估计器，所述估计器被配置成基于预编码矩阵来估计接收符号集合以获得经估计的符号集合，以及

变换单元，所述变换单元被配置成用一个或更多个固定接收符号来取代经估计的符号集合的子集以获得经估计和变换的符号集合。

第二方面的处理单元可以用于例如接收使用包括根据第一方面的处理单元的发送器所发送的符号。为此，第二方面的处理单元的估计器可以知道发送器的第一处理单元所使用的预编码矩阵，即，第二方面的处理单元的估计器的预编码矩阵可以与第一方面的处理单元的变换单元的预编码矩阵对应。

优选地，固定符号的值被选择为发送星座的平均值，例如针对QAM的零。正因如此，这些符号反映了完全不确定性并且不影响解码决策。

如下面更详细地描述的，第二方面的处理单元可以被配置成用在包括根据第一方面的处理单元的发送器以及包括根据第二方面的处理单元的接收器的系统中。

在第二方面的处理单元的第一实现中，第二方面的处理单元还包括去交织器，所述去交织器被配置成将输入符号集合的子集的索引集合映射至预定义打孔比特模式。

特别地，第二方面的处理单元可以被配置成将输入符号集合的子集映射至打孔比特模式的打孔比特或符号。第二方面的第一实现的处理单元可以具有以下优点：所述一个或更多个固定接收符号(不携载信息)被映射至不携载信息的打孔比特模式的比特或符号。

本发明的第三方面涉及一种用于变换传输的系统，所述系统包括：

发送器，所述发送器包括作为根据本发明的第一方面的处理单元的发送器处理单元，以及

接收器，所述接收器包括作为根据本发明的第二方面的处理单元的接收器处理单元，

其中，发送器处理单元的输入符号集合的子集是接收器处理单元的经估计的符号集合的子集的子集。

具有下述发送器和接收器的系统具有能够在仅具有在有效传输率上的小的损失的情况下减少OOB发射的优点，所述发送器包括发送器处理单元，所述接收器包括接收器处理单元，所述发送器处理单元和接收器处理单元以下述意义进行协作：发送器处理单元的输入符号集合是接收器处理单元的经估计的符号集合的子集的子集。

在第三方面的系统的第一实现中，发送器处理单元的输入符号集合的子集和接收器处理单元的经估计的符号集合的子集具有相同的元素。

因此，接收器的处理单元可以用固定符号来取代先前在发送器中(通过发送器的处理单元)用固定符号所取代的那些符号。

在第三方面的系统的第二实现中，接收器处理单元的估计器被配置成基于发送器处理单元的预编码矩阵以及基于发送器处理单元的输入符号集合的子集来估计接收符号集合。

换言之，接收器处理单元的估计器可以知道哪些符号通过发送器的处理单元用固定符号所取代并且使用该认知来估计接收符号集合。特别地，估计器还可以知道发送器的处理单元所使用的固定符号是哪些并且还使用该认知来估计接收符号集合。

在第三方面的系统的第三实现中，发送器处理单元的交织器被配置成执行与接收器处理单元的去交织器的映射相逆的映射。

这具有以下优点：接收器处理单元可以解开由发送器处理单元执行的映射。

本发明的第四方面涉及一种用于变换的发送的方法，所述方法包括：

用一个或更多个固定发送符号来取代输入符号集合的子集以获得经变换的符号集合，以及

将预编码矩阵应用于经变换的符号集合以获得经变换和预编码的符号集合。

根据本发明的第四方面的方法可以通过根据本发明的第一方面的处理单元来执行。根据本发明的第四方面的方法的其他特征或实现可以执行根据本发明的第一方面及其不同的实现形式的处理单元的功能。

在第四方面的方法的第一实现中，用于变换的发送的方法还包括以下步骤：向接收器处理单元发送关于预编码矩阵、输入符号集合的子集和/或经估计的符号集合的子集的信息。

根据第四方面的第一实现的方法具有以下优点：该方法可以在可以与不同接收器——特别是被配置成使用不同预编码矩阵的不同接收器——通信的发送器上运行。

本发明的第五方面涉及一种用于变换的接收的方法，所述方法包括：

基于预编码矩阵来估计接收符号集合以获得经估计的符号集合，以及

用一个或更多个固定接收符号来取代经估计的符号集合的子集以获得经估计和变换的符号集合。

根据本发明的第五方面的方法可以通过根据本发明的第二方面的处理单元来执行。根据本发明的第五方面的方法的其他特征或实现可以执行根据本发明的第二方面及其不同的实现形式的处理单元的功能。

本发明的第六方面涉及一种存储程序代码的计算机可读存储介质，所述程序代码包括用于执行第四方面或第五方面的或者第四方面或第五方面的实现中之一的方法的指令。

附图说明

为了更清楚地示出本发明的实施方式的技术特征，在下文中简要介绍了被提供来用于描述实施方式的附图。以下描述中的附图仅是本发明的一些实施方式，但是，在不背离权利要求书中限定的本发明的范围的前提下可以对这些实施方式进行修改。

图1是示出根据本发明的实施方式的发送器处理单元的框图，

图2是示出根据本发明的另外的实施方式的接收器处理单元的框图，

图3是根据本发明的实施方式的用于变换传输的系统的流程图，

图4是根据本发明的另外的实施方式的用于变换的发送的方法的流程图，

图5是根据本发明的另外的实施方式的用于变换的接收的方法的流程图，

图6是根据本发明的另外的实施方式的发送器和接收器的示意图，

图7是根据本发明的另外的实施方式的极化器的示意图，

图8a至图8d是示出用于SC-FDMA和OFDM的投影预编码器的对角线值的图，

图9是示出在知道来自传输变换的假位符号情况下以及不知道来自传输变换的假位符号的情况下的每索引的平均SER的图，

图10示出了三个图，所述三个图示出了在具有发送变换的情况下以及不具有发送变换的情况下的根据接收器中的N_r个被忽略信号的频谱效率，

图11示出了与现有技术相比本方法的频谱效率，

图12示出了与现有技术的方法相比本方法的带外发射，以及

图13示出了与现有技术的方法相比本方法的峰值平均功率比(peak-to-average-power-ratio，PAPR)。

具体实施方式

图1示出了处理单元100。处理单元100包括变换单元110和预编码器120。处理单元100可以是发送器(未在图1中示出)中的处理管线的一部分。

处理单元100被配置成用一个或更多个固定符号来取代输入符号集合的子集以获得经变换的符号集合。例如，变换单元110可以被配置成从发送器的处理管线中的前一部件接收输入符号集合。

预编码器120被配置成将预编码矩阵应用于经变换的符号集合以获得经变换和预编码的符号集合。预编码矩阵可以被选择成使得减少带外(out-of-band，OOB)发射。

变换单元110使用的子集基于预编码器120的预编码矩阵的变形。例如，预编码矩阵的变形可以直接与预编码矩阵的值有关。例如，该子集可以与预编码矩阵的对角线值中的最小值对应。特别地，该子集可以与预编码矩阵的n个最小对角线值对应，其中，n可以为预定数目。

图2示出了第二处理单元200。第二处理单元包括估计器210和变换单元220。处理单元200可以是接收器(未在图2中示出)中的处理管线的一部分。

估计器210被配置成基于预编码矩阵来估计接收符号集合以获得经估计的符号集合。

变换单元220被配置成用一个或更多个固定接收符号来取代经估计的符号集合的子集以获得经估计和变换的符号集合。

图3示出了用于变换传输的系统300，该系统300包括发送器310和接收器320。

发送器310包括发送器处理单元100，例如图1的处理单元100。

接收器320包括接收器处理单元200，例如图2的处理单元200。

系统300被配置成使得发送器处理单元100的输入符号集合的子集是接收器处理单元200的经估计的符号集合的子集的子集。

图4示出了用于变换的发送的方法400，该方法包括以下第一步骤410：用一个或更多个固定符号来取代输入符号集合的子集以获得经变换的符号集合。

该方法包括以下第二步骤420：将预编码矩阵应用于经变换的符号集合以获得经变换和预编码的符号集合。

该方法可以包括以下另外的步骤(未在图4中示出)：向接收器处理单元发送关于预编码矩阵和/或所述一个或更多个固定发送符号的信息。

图5示出了用于变换的接收的方法500，该方法包括：第一步骤510，基于预编码矩阵来估计接收符号集合以获得经估计的符号集合；以及第二步骤520，用一个或更多个固定接收符号来取代经估计的符号集合的子集以获得经估计和变换的符号集合。

一种用于具有投影预编码器的频谱预编码系统的完全收发器方法包括：具有频谱预编码器的发送器；以及具有基于频谱预编码器的相应迭代接收器的接收器。

在下文中，将更详细地说明数学性质：

传输以及率损失

频谱预编码是其中在馈送给调制器例如OFDM调制器之前将数据乘以矩阵的方法。预编码器对于给定频带分配而言是固定的。发送向量包括K个预编码数据符号：

其中，G是K×K预编码矩阵。

使用秩为K-M的投影预编码器，其中M是小的常量，能够实现OOB发射的显著减少。构造的预编码器是正交投影器，其通过定义满足以下条件：

i)厄米特共轭(Hermitian)，即构造的预编码器等于其自身的共轭转置：G＝G^H

ii)幂等的，即G²＝G。

根据这两个性质，可以示出，秩为K-M的正交投影器具有以下的特征值分解：

其中，U是满足UU^H＝U^HU＝I的酉矩阵，I是单位矩阵，并且diag[v]是对角线上的值为v的对角矩阵。

在传输和OFDM解调之后，接收向量是

r＝Gd+n (3)

其中，假定n为具有协方差N₀I的AWGN，并且假定数据向量d包含不相关的单位能量符号。

使用用于频谱预编码的投影矩阵具有固有地产生可达数据率的损失的缺点。根据Shannon定律，具有数据之间的均匀功率分配(如通常在如LTE的实际无线系统中完成)的传输等式(3)的最大可达率是

其中，(5)来自将(2)中的G代入，并且通过交换(5)中的矩阵而得到(6)。如果传输(3)是在关于具有局部映射的OFDM和SC-FDMA的K个频率资源上，则以[bps/Hz]为单位的频谱效率为：

与普通的OFDM/SC-FDMA的频谱效率

相比，其对应于以下的理论率损失：

我们注意到，如果考虑非均匀功率分配，则(8)不是系统的Shannon容量。通过在(5)中的数据流之间进行注水，则能够将具有零信道增益的M个流的传输功率重新分配给另外的K-M个流。这无论如何不会大幅提高我们关注的区域内的容量，其中，K较大并且M较小。

具有迭代干扰抵消的符号估计

理论率损失(9)是由G在数据符号之间生成干扰的结果。由于矩阵G总是不可逆的，所以干扰不能总是被完全缓解。无论如何，可以由非线性接收器利用输入的离散性来改进符号估计。

已经提出了迭代接收器来通过缓解该干扰从而改进对d的估计。接收向量(3)被当做发送向量的噪声和变形版本：

r＝d+∈+n. (10)

其中，∈是d的带内变形。通过识别，该变形等于：

其中，G^⊥＝(I-G)。可以被验证出

并且

并且通过定义，G^⊥也是正交投影器。因为(I-G)+G＝I，所以投影器G^⊥投影到G的图像的正交补上。

接收器迭代地更新两个步骤。首先，接收器根据先前的符号估计来抵消接收向量r中的变形∈。然后，接收器相应地重新计算符号估计。

即，在第(j)次迭代处，给定估计的数据向量

接收器产生估计变量

这里，后乘G^⊥确保了

总是属于与∈相同的子空间，并且因此减少了估计错误。给定变形的估计

得到以下信号重构：

在第二步骤中，接收器基于(12)中的重构信号

来执行符号估计

数据向量的大小K通常较大，所以出于复杂度原因，基于每索引来完成估计。这意味着d的第k个索引上的发送符号d_k是给定

的第k个分量

已经考虑了硬符号估计和软符号估计二者。硬符号估计对应于寻求星座

中的使似然概率最大化的符号，其等同于：

的软符号估计经由在通过星座符号的似然概率所加权的星座符号上求平均来获得，

其中，

是给定符号α的

的似然概率。

频谱预编码器的设计

在下文中将考虑用于两种类型的调制器的频谱预编码：典型OFDM调制器和称为SC-FDMA的DFT扩展调制器。

OFDM预编码器构造

频谱预编码器仅取决于频带分配，并且频谱预编码器可以离线构造并且在传输之前被加载。OFDM频谱预编码器可以基于M×K约束矩阵A：

G^OFDM＝I-A^H(AA^H)^-1A. (16)

直接验证显示，这样的构造满足正交投影器的性质i)和性质ii)。参数M控制带外发射的水平，M越高，则OOB发射越少。

已经设计了若干种方法来构造A。一种方法包括：对OFDM符号强加N连续性，约束矩阵对应于：

其中，

并且

其中，T_g是多载波符号的循环前缀的长度；T_s是多载波符号的总长度；N是整数；并且{k₀，k₁，...，k_K-1}是子载波索引，K是子载波的总数目。

用于SC-FDMA的频谱预编码器

原始针对OFDM所设计的频谱投影预编码方法可以适用于SC-FDMA。针对SC-FDMA的频谱预编码器被获得为：

G^SC-FDMA＝W^HG^OFDMW (19)

其中，W是DFT预编码器，并且G^OFDM是针对OFDM的频谱预编码器。

虽然对于OFDM系统，大多数干扰可以在接收器处被缓解，但是在频谱预编码的SC-FDMA中，平均符号错误展现出高的错误平层。

此外，软符号迭代接收器导致错误传播，从而产生比硬符号迭代接收器更差的性能。

发送SIR

通过频谱预编码操作所引入的干扰水平可以通过每个数据符号在预编码之后的信号干扰比(signal-to-interference ratio，SIR)来描述。SIR被定义为：

对于预编码操作(1)，每索引的SIR可以以预编码器的对角线元素的形式被表示为：

其中，投影预编码器的元素是

为了认识到这点，我们将(1)中的每索引的预编码数据写为：

假定具有单位功率的i.i.d.符号，在求平均之后，SIR读为：

当G是正交投影器时，G是厄米特共轭的并且对角线元素是正实数，即，g_i,i≥0。此外，通过构造，投影器是幂等的并且其满足GG^H＝G²＝G。因此，GG^H的对角线元素即G的行的平方范数等于G的对角线元素，使得：

使用(24)以及进一步的简单简化，SIR表达式简化为(21)，即SIR仅取决于投影器的对角线值。由此可见，以较小g_i,i进行索引的符号传送在接收器处较难检测到的符号。

极化的接收

一旦确定了SIR_i，则能够通过忽略在具有低的发送SIR的索引处检测到的符号来改善平均错误率。这意味着，给定预编码器G，则直接识别具有最小对角线元素的N_r个索引的集合

然后忽略具有

中的索引的符号。这些被忽略的符号被固定的预定符号所取代。它们可被当作根据可以在接收器的解码器中使用的预定打孔模式的被打孔/被删除发送符号。

对预定符号的值的简单选择是发送星座的平均值，例如针对QAM的零值。正因如此，这些符号反映了完全不确定性并且不影响解码决策。

灵活的打孔模式

给定大小为Q的星座，符号

的被忽略模式与其中比特被分组在log₂Q的分组中的比特的等同打孔模式对应。这可以不是FEC码的最佳打孔模式。

为了改进性能，可以对发送器处的数据进行置换，使得使用FEC方案的优化打孔模式来与根据频谱预编码器所选择的集合

匹配。

给定具有

的优化打孔符号索引

的集合，可以定义[1,……,K]上的置换∏，使得

∏和

分别对应于在星座映射器之前对比特的等同置换/交织操作和打孔模式。在稍微滥用记号的情况下，我们将等同的比特级操作表示为∏和

在接收器侧处的解调和去映射之后，通过相应的逆操作∏^-1来对接收比特进行去交织。与位置

对应的比特是用于解码目的的已知假位比特。

极化传输

为了进一步便于接收器处的符号估计，在接收器处引入了第二极化器。发送极化器根据频谱预编码器来选择N_t个符号索引的集合

具有

中的索引的符号被接收器先验已知的假位值所取代。这使得能够通过基于知道假位符号的值和索引

的改进迭代干扰抵消而在接收器处更好地进行符号估计。针对假位符号的值的简单选择是选择固定星座符号。

至于接收极化器，集合

被选择为具有最小发送SIR的N_t个索引。由于SIR仅是预编码器的对角线元素的函数，所以

可以是固定的并且由接收器预先已知。发送假位符号的数目必须小于或等于接收极化器中的打孔符号的数目，即0≤N_t≤N_r，使得

极化频谱预编码收发器

在图6的框图中示出了总体方法。从发送器600到接收器620来执行传输。

发送器600包括编码器602、交织器604、QAM映射器和串并转换器606、作为变换单元的发送符号极化器608、作为预编码器的频谱预编码器610、调制器612以及天线单元614。这些单元被布置为处理管线，即众单元中的一个单元的输出被提供为管线中的另一单元的输入。

编码器602接收初始符号集合601并且对这些初始符号进行编码以获得经编码的符号集合603。这些被作为输入提供给交织器604，交织器604应用映射

映射的符号集合605被作为输入提供给QAM映射器和串并转换器606。QAM映射器和串并转换器606执行正交幅度调制。在其他实施方式中，可以应用其他调制方案。此外，QAM映射器和串并转换器606执行串并转换以获得并行化的输入符号集合607。该并行化的输入符号集合被作为输入提供给发送符号极化器608。

由此所变换的输入符号集合609被作为输入提供给频谱预编码器610。经变换和预编码的输入符号集合611然后被作为输入提供给调制器612并且使用天线614通过传输路径615而发送至接收器的天线634。调制器612可以例如为OFDM调制器或SC-FDMA调制器。

极化器608和频谱预编码器610联合地形成处理单元。该处理单元可以实现为独立的物理单元或者可以是还包括传输管线的其他单元的较大物理单元的一部分。

接收器620包括接收天线单元634、解调器632、作为估计器的迭代接收器630、接收符号极化器628、QAM去映射器和并串转换器626、去交织器624以及解码器622。

解调器632对来自天线634的接收信号进行解调以获得接收符号集合631。迭代接收器630基于知道预编码矩阵G和发送器600所使用的子集来估计出估计符号集合629。所述估计符号集合629被作为输入提供给接收符号极化器628，接收符号极化器628将该输入变换成符号集合627，符号集合627可以被称为“经去变换的”符号集合627。这可以被作为输入提供给QAM去映射器和并串转换器626。QAM去映射器和并串转换器生成串行化的符号集合625，串行化的符号集合625被作为输入提供给去交织器624。去交织器被配置成应用映射∏^-1，映射∏^-1是由发送器600的交织器604所应用的映射

的逆。由去交织器624生成的经去交织的符号623被作为输入提供给解码器622，解码器622对它们进行解码以获得输出符号621。

接收符号极化器628和迭代接收器630联合地形成接收器的处理单元。该处理单元可以实现为独立的物理单元或者可以是还包括接收管线的其他单元的较大物理单元的一部分。

虚线箭头650、652、654示出了可以通过硬件实现或通过控制信令来完成的共享控制数据的联合设计。特别地，如用虚线箭头650表示的，可以基于频谱预编码器610的预编码矩阵来配置去交织器604和/或发送符号变换器608。此外，如用虚线箭头652表示的，可以基于频谱预编码器610的预编码矩阵和/或基于由发送符号变换器608使用的输入符号集合的子集来配置接收器620的迭代接收器630。此外，可以基于在迭代接收器630处存储的预编码矩阵和关于子集的信息来配置接收器符号变换器628和去交织器624。

交织器604可以被配置成应用映射

该映射

将期望的打孔比特模式

映射至符号的索引

迭代接收器630可以被配置成针对所有

将符号估计

固定成已知的发送假位值。

在图7中示出了图6中的极化器(其为变换单元的示例)的构思。

极化器700接收输入符号集合702。这些输入符号被极化成两组。在第一组的特定符号索引中，如通过附图标记704表示的，输入符号总是被忽略并且被固定值706所取代(这些还可以被称为“假位”符号706，因为它们是不携载信息的预定符号)。在第二组的索引中，符号不被改变。

经极化的符号集合708被提供为极化器700的输出。

更详细地，接收极化器可以被配置成将接收的输入符号索引极化为

其中，

是其中符号被出于解码目的而预先已知的固定假位值所取代的被忽略索引集合。索引集合

被选择为预编码器G的N_r个最小对角线值。

是携载信息的经解码的符号集合。

去交织器624可以被配置成应用映射∏^-1，所述映射∏^-1是由发送器的交织器604应用的映射∏的逆。从而，去交织器可以将

映射回打孔模式

发送极化器608可以被配置成将发送符号索引极化为

其中，

是其中仅出于干扰抵消目的而发送固定假位值的符号索引集合。索引被选择为预编码器G的N_t≤N_r个最小对角线值，使得

是携载信息的符号索引集合。

性能评估和优化

本发明特别地涉及频谱预编码SC-FDMA传输，对于频谱预编码SC-FDMA，错误被集中于少量的特定符号索引中。考虑在现有技术的等式(19)中给出的频谱预编码器。

SC-FDMA比对OFDM

图8示出了SC-FDMA比对OFDM的投影器预编码器的对角线值。在SC-FDMA中，少量的符号经历非常低的发送SIR。图8示出了针对K＝144和K＝600以及M＝4和M＝10的OFDM和SC-FDMA的频谱预编码器的对角线值

可以看到，与每符号的信号功率对应的对角线元素在SC-FDMA中展现出比在OFDM中大得多的变化。

可以观察到，其中信号功率落于最大值的75-80％以下的索引的数目大致等于M。

虽然在OFDM的情况下，预编码器的总功率Tr[G]＝K–M更为均等地扩展在K个索引之间，但是频谱预编码SC-FDMA将功率大致集中于K–M个索引，其中，M个索引具有低的SNR值。这意味着，在具有(9)中的率损失的情况下，频谱预编码器较接近对角矩阵，并且因为较接近(4)-(7)中的容量实现策略。

对于具有局部映射的SC-FDMA，这些索引在值0、

和K附近。

这来自于以下事实：频谱预编码器强制在CP-OFDM时间符号的结束和开始处强加连续性，通过循环性，所述时间符号对应于无CP的OFDM符号内部的时间0、(T_s–T_g)和T_s。在利用LTE数理的图8中，可以验证深度在值0、≈0.93K以及K附近。

发送极化的益处

在图9中，在具有软符号迭代干扰抵消(interference cancellation，IC)的情况下以及不具有软符号迭代干扰抵消的情况下针对各个索引而示出了针对在16dB SNR处具有16QAM(K＝600，M＝10)的SC-FDMA的平均符号错误率。对于迭代接收器，考虑两种情况：非先验知道发送值以及知道10个假位值。这分别对应于在发送极化器中设置N_t＝0和N_t＝10。可以观察到，知道10个假位符号改进了对相邻符号的检测，这将会能够在接收极化器中打孔较少的N_r个符号，并因此增大了吞吐量。

将该仿真与以下解析曲线进行比较

-使用干扰的高斯假定(其通过中心限制定理对于大的K被两端对齐)，不具有IC的SER性能在索引i处是P_s(SINR_i)，其中，

-理想IC的解析边界是P_s(SNR_i)，其中，

针对Q-QAM的符号错误概率Ps(γ)通过下式给出：

其中，Q是星座大小。

从图9可以观察到，对于借助于少量的假位符号而估计的非假位符号，迭代IC接近最优地执行。

在极化器中优化参数N_r和N_t

虽然可以通过增大N_r和N_t来提高平均SER，但是这隐含着数据率损失。可以在频谱效率方面优化权衡。虽然N_r和N_t个符号的最优数目主要取决于预编码器中的数目约束，但是还取决于子载波K的数目以及接收器类型。为了对此进行评估，考虑未经编码的符号块的吞吐量(以bps/Hz)。

经由链路仿真来获得吞吐量并且还将该吞吐量与若干个理论限制吞吐量性能进行比较。

首先，在没有迭代IC接收器的情况下，以[bps/Hz]为单位的吞吐量为：

其中，BLER^NoIC是相应的块错误率，并且

是用于信息传输的仅有符号。接收的符号在给定等式(22)的最后一项的情况下具有相关干扰。索引i与j之间的协方差可以被验证为等于g_i，j(1-g_i，i-g_j，j)。如图8中所示，大多数对角线值g_i,i接近1，并且作为意外结果，大多数非对角线值非常小，参看等式(24)。协方差矩阵因此除少量索引之外大多数是单位矩阵，所述少量索引从而通过简化集合

而同时被忽略。结合干扰的高斯行为，能够将联合块概率近似为边缘概率的乘积，使得：

其中，

该近似随着N_r增大而变得紧密。

另一方面，在理想的每索引干扰抵消的情况下，符号索引是独立的，并且会得到：

其中，

最后，如果不应用频谱预编码，则参考性能通过下式而给出：

在N₀→0的高SNR区中上式趋于

是每星座符号的比特数目并且考虑循环前缀减少。例如，在具有16QAM以及LTE循环前缀(≈7％)的情况下，没有频谱预编码时的参考吞吐量是3.74bps/Hz。

图10示出了针对两种极限情况N_t＝0和N_t＝N_r——每种情况具有硬决策IC和软决策IC——的根据25dB SNR处的N_r的仿真吞吐量。吞吐量被获得为：

其中，BLER^simu是仿真块错误率。出于比较原因，还示出了解析曲线T^NoIC(N_r)、T^IdealIC(N_r)和T^Ref。考虑16QAM的情况下的三种数理情况：具有M＝4的K＝144个符号的情况；具有M＝6的K＝360个符号的情况；以及具有M＝4的K＝600个符号的情况。在图上用圆圈示出了曲线的最大值并且在表1中列出了N_r的相应值。

应当注意，在没有发送极化(N_t＝0)的情况下，仍然随软决策接收器而发生错误传播并且吞吐量可以为零。在没有发送极化(N_t＝0)的情况下的N_r个符号的最优值在M与3M之间。在N_t＝N_r的情况下，针对硬决策IC接收器和软决策IC接收器二者的最优N_r均小于或等于M。

表1.在具有发送化的情况下和不具有发送极化的情况下的接收极化中的N_r个被忽略符号的优化

发送极化器对发送功率谱的影响

在发送极化器中，一些数据符号在频谱预编码器之前被假位符号所取代。频谱预编码器的输出信号因此总是满足通过投影所强加的期望约束(例如，N连续性)。频谱预编码的影响不改变，并且因此OOB发射与常规的频谱预编码系统中的OOB发射类似。频谱预编码器的设计因此独立于发送极化器。

无论如何，不同的输入信号在频谱预编码器的输出处可以具有非常不同的带内频谱。这无论如何是感觉不到的，因为假位符号的数目可以保持得较小。

在图11中，针对利用K＝600个符号以及具有M＝10的约束的频谱预编码器的4-QAMSC-FDMA传输、16-QAM SC-FDMA传输和64-QAM SC-FDMA传输而示出了本发明的益处。用N_t＝N_r＝10来设置接收极化器和发送极化器。通过仿真来获得作为现有技术的频谱预编码SC-FDMA以及利用本方法的频谱预编码SC-FDMA的吞吐量。作为参考，将上述吞吐量与在没有(29)中给定的频谱预编码器的情况下的SC-FDMA的吞吐量进行比较。可以看到，利用本方法，频谱预编码SC-FDMA的吞吐量紧密跟随参考曲线。相反地，现有技术由于SER的错误平层而具有零频谱效率。高SNR的率损失在这里对应于发送假位符号的数目：

即，参考吞吐量T^Ref的≈1.7％的率损失。该率损失是图12中所示的OOB发射的显著减少的小的代价。

类似的极化构思可以应用于频谱预编码OFDM。对于OFDM，频谱预编码系统性能针对QPSK和16-QAM而接近最优，并且这样的极化对于这些调制是不需要的。然而，针对64QAM的频谱预编码OFDM的性能呈现出吞吐量损失。在该情况下，该吞吐量损失可以通过极化来缓解。在90％T^Ref处，与未经极化的频谱预编码系统相比，给出了来自极化的1.5dB的SNR。与非频谱预编码系统相比，高SNR的率损失在该情况下为≈2.1％。

最后，图13示出了利用频谱预编码信号的峰值平均功率比(Peak-to-Average-Power-Ratio，PAPR)的仿真互补累积分布函数(Complementary-Cumulative-Distribution-Function，CCDF)。频谱预编码修改信号的包络从而修改其PAPR。仿真示出了该影响较小，大致为PAPR的0.1dB的劣化。因此，与OFDM相比，频谱预编码SC-FDMA在PAPR方面保留了优点。

本发明的实施方式涉及：

-根据投影预编码器的对角线值的数据符号的极化方法。该极化包括仅用作用于对另一组符号进行解调和解码的接收器的补充信息的一组符号。

-其中进行符号的极化使得一组经极化的符号在频谱预编码之前被假位值所取代的发送器。

-其中假位符号的值和位置用于符号估计时的干扰抵消的接收器。

-其中进行符号的极化使得一组经极化的符号仅用于对另一组符号进行解码的接收器。

-其中在相同索引集合上进行发送极化和接收极化的极化方法。

前述描述仅是本发明的实现方式，本发明的范围不限制于此。可以通过本领域技术人员来容易地做出任何变型或替换。因而，本发明的保护范围应当以所附权利要求书的保护范围为准。

Claims (13)

1.一种发送器处理单元(100；608，610)，所述发送器处理单元包括：

第一变换单元(110；608)，所述第一变换单元(110；608)被配置成用一个或更多个固定符号来取代输入符号集合(702)的子集以获得经变换的符号集合(708)，以及

预编码器(120；610)，所述预编码器(120；610)被配置成将预编码矩阵应用于所述经变换的符号集合以获得经变换和预编码的符号集合，

其中，所述子集基于所述预编码矩阵的变形。

2.根据权利要求1所述的发送器处理单元(100；608，610)，其中，所述预编码矩阵是正交投影矩阵，并且所述输入符号集合(702)的所述子集的一个或更多个索引与所述预编码矩阵的一个或更多个最小对角线值的索引对应。

3.根据权利要求1所述的发送器处理单元(100；608，610)，其中，所述输入符号集合的所述子集包括N_t个元素，其中，M/2≤N_t≤3M，其中，M是所述预编码矩阵的零空间的秩。

4.根据权利要求1所述的发送器处理单元(100；608，610)，还包括交织器(604)，所述交织器(604)被配置成将预定义打孔比特模式映射至所述输入符号集合的所述子集的索引集合。

5.根据权利要求1所述的发送器处理单元(100；608，610)，还包括被配置成对所述经变换的符号集合进行调制的OFDM调制器或SC-FDMA调制器(612)。

6.一种用于变换传输的系统(300)，所述系统(300)包括：

发送器(310)，所述发送器(310)包括根据权利要求1至5中的任一项所述的发送器处理单元(100；608，610)，以及

接收器(320)，所述接收器(320)包括接收器处理单元(200；628，630)，所述接收器处理单元包括：

估计器(210；630)，所述估计器(210；630)被配置成基于预编码矩阵来估计接收符号集合以获得经估计的符号集合，以及

第二变换单元(220；628)，所述第二变换单元(220；628)被配置成用一个或更多个固定接收符号来取代所述经估计的符号集合的子集以获得经估计和变换的符号集合，

其中，所述发送器处理单元的所述输入符号集合的所述子集是所述接收器处理单元的所述经估计的符号集合的所述子集的子集。

7.根据权利要求6所述的系统(300)，其中，所述接收器处理单元(200；628，630)进一步包括：

去交织器(624)，所述去交织器(624)被配置成将输入符号集合的子集的索引集合映射至预定义打孔比特模式。

8.根据权利要求6所述的系统(300)，其中，所述发送器处理单元(100；608，610)的所述输入符号集合的所述子集和所述接收器处理单元(200；628，630)的所述经估计的符号集合的所述子集具有相同的元素。

9.根据权利要求6至8中的任一项所述的系统(300)，其中，所述接收器处理单元的所述估计器(630)被配置成基于所述发送器处理单元的所述预编码矩阵以及基于所述发送器处理单元的所述输入符号集合的所述子集来估计所述接收符号集合。

10.根据权利要求7所述的系统(300)，其中，当所述发送器处理单元(100；608，610)还包括交织器(604)时，所述发送器处理单元(100；608，610)的所述交织器(604)被配置成执行与所述接收器处理单元的所述去交织器的所述映射相逆的映射。

11.一种用于变换的发送的方法(400)，所述方法包括：

用一个或更多个固定发送符号(706)来取代(410)输入符号集合的子集以获得经变换的符号集合(708)，以及

将预编码矩阵应用(420)于所述经变换的符号集合(708)以获得经变换和预编码的符号集合，

其中，所述子集基于所述预编码矩阵的变形。

12.根据权利要求11所述的方法(400)，还包括以下步骤：向接收器处理单元发送关于所述预编码矩阵、所述输入符号集合的所述子集和/或经估计的符号集合的所述子集的信息。

13.一种存储程序代码的计算机可读存储介质，所述程序代码包括用于执行权利要求11至12中的一项所述的方法的指令。

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