CN109039314B

CN109039314B - 用于双半导体开关管双向开关的控制电路及控制方法

Info

Publication number: CN109039314B
Application number: CN201710434631.8A
Authority: CN
Inventors: 冯卫; 高飞
Original assignee: BYD Co Ltd
Current assignee: BYD Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2017-06-09
Filing date: 2017-06-09
Publication date: 2020-08-25
Anticipated expiration: 2037-06-09
Also published as: CN109039314A

Abstract

本公开涉及用于双半导体开关管双向开关的控制电路和方法，属于电子技术领域，能控制双向开关的通断。该电路包括：V‑I转换电路，在固定高和低基准电平作为局部电源和地电平时，将控制电压转换成控制电流；电流模传输电路，向第一IV转换电路传输控制电流；第一IV转换电路，将控制电流转换成比较电压，将该电压输入给第一通断控制电路；第一通断控制电路，将比较电压与第一IO端子的电压进行第一比较，得到第一控制端的控制电压；第二通断控制电路，直接利用控制电压和第二IO端子的电压或者通过将由控制电流转换得到的比较电压与第二IO端子的电压进行第二比较，得到第二控制端的控制电压，第一和第二比较使用的局部地和电源电平基于第一和第二IO端子的电压生成。

Description

用于双半导体开关管双向开关的控制电路及控制方法

技术领域

本公开涉及电子技术领域，具体地，涉及一种用于双半导体开关管双向开关的控制电路及控制方法。

背景技术

目前，通常会使用两个半导体开关管来形成双向开关。图1示例性地示出了由两个N型MOSFET管形成的双向开关，其中，图中的二极管是N型MOSFET管的体二极管。

目前，通常是使用一个控制电压来控制双半导体开关管双向开关的导通与关断。例如，当X、Y两端的电位不同且需要两端之间完成电流开关开启时，需要首先判断X、Y两端的电压高低水平，当得到两端中较大的电压值Vmax＝MAX(V(X),V(Y))值后，将G端电压V(G)增大至V(G)＝Vmax+Von，其中Von为MOSFET的开启电压，至此MOSFET双管导通放电。当需要阻断X、Y两点的电流流通时，则需要将G端的电压V(G)降至V(G)＝Vmin(V(X),V(Y))，以完成开关阻断。

可见，在现有的控制技术中，是采用一个控制端G端来控制两个半导体开关管，因此控制端G端的电压需要根据X、Y两端的电压进行调整，这就要求控制端G端的电压范围足够宽广。而当X、Y两端的压差较大时，这种控制技术会使得由通用半导体器件构成的控制结构失效，原因在于：由于半导体材料本身的限制以及通用半导体开关管对性能的平衡考虑，通常MOS型器件的栅极仅能承受有限的电压，其值通常为5～20V左右，不足以承受更高的动态电压范围。

发明内容

本公开的目的是提供一种用于双半导体开关管双向开关的控制电路及控制方法，能够利用低压标准逻辑电平来控制双半导体开关管双向开关的通断。

为了实现上述目的，本公开提供一种用于双半导体开关管双向开关的控制电路，该控制电路包括：

电压-电流转换电路，用于在输入的固定高基准电平和固定低基准电平分别作为局部电源电平和局部地电平的情况下，将输入的控制电压转换成控制电流，所述控制电压用于控制所述双向开关的通断；

电流模式传输电路，用于向第一电流-电压转换电路传输所述控制电流；

所述第一电流-电压转换电路，用于将所述电流模式传输电路传输的控制电流转换成第一比较电压，并将所述第一比较电压输入给第一通断控制电路；

所述第一通断控制电路，用于将所述第一比较电压与所述双向开关的第一输入输出IO端子处的电压进行第一比较，得到所述双向开关的与所述第一IO端子相对应的第一控制端的控制电压，其中第一比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第一IO端子处的电压来生成；

第二通断控制电路，用于通过直接利用所述控制电压和所述双向开关的第二IO端子处的电压，或者通过将由所述控制电流转换得到的第二比较电压与所述双向开关的第二IO端子处的电压进行第二比较，来得到所述双向开关的与所述第二IO端子相对应的第二控制端的控制电压，其中第二比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第二IO端子处的电压生成。

可选地，所述电压-电流转换电路包括第一半导体管和可变电流源，其中：所述可变电流源一端连接所述第一半导体管的第一端、另一端连接所述固定低基准电平，所述第一半导体管的控制端连接所述控制电压、第二端连接所述固定高基准电平。

可选地，所述电流模式传输电路利用电流镜来实现。

可选地，所述第一通断控制电路包括第一比较器和第一电荷抽取模块，其中：所述第一比较器的第一输入端接收所述第一比较电压，所述第一比较器的第二输入端连接所述第一IO端子，所述第一IO端子处的电压和所述第一电荷抽取模块抽取所述第一IO端子处的电荷后得到的电压分别被用作所述第一比较器的局部电源电平和局部地电平，所述第一比较器的输出端连接所述第一控制端。

可选地，所述第二通断控制电路包括第二电流-电压转换模块、第二比较器和第二电荷抽取模块，其中：所述第二电流-电压转换模块一端连接所述第二IO端子、另一端连接所述第二比较器的第一输入端和所述电压-电流转换电路，所述第二比较器的第二输入端连接所述第二IO端子，所述第二IO端子处的电压和所述第二电荷抽取模块抽取所述第二IO端子处的电荷后得到的电压分别被用作所述第二比较器的局部电源电平和局部地电平，所述第二比较器的输出端连接所述第二控制端。

可选地，所述第一通断控制电路包括第三比较器和第三电荷抽取模块，其中：

所述第一电流-电压转换电路一端连接所述第三比较器的第一输入端、另一端连接所述第三比较器的第二输入端，所述第三比较器的第二输入端还连接到所述电流模式传输电路，所述第一IO端子处的电压和所述第三电荷抽取模块抽取所述第一IO端子处的电荷后得到的电压分别被用作所述第三比较器的局部地电平和局部电源电平，所述第三比较器的第一输入端还连接到所述局部电源电平，所述第三比较器的输出端连接所述第一控制端。

可选地，所述第二通断控制电路包括第四电流-电压转换模块、第四比较器和第四电荷抽取模块，其中：

所述第四电流-电压转换模块一端连接所述第四比较器的第一输入端、另一端连接所述第四比较器的第二输入端，所述第四比较器的第二输入端还连接到所述电压-电流转换电路，所述第二IO端子处的电压和所述第四电荷抽取模块抽取所述第二IO端子处的电荷后得到的电压分别被用作所述第四比较器的局部地电平和局部电源电平，所述第四比较器的第一输入端还连接到所述局部电源电平，所述第四比较器的输出端连接所述第二控制端。

可选地，所述第一通断控制电路包括第二半导体管、第三半导体管、第四半导体管、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第四电阻，其中：

所述第二半导体管、所述第三半导体管和所述第四半导体管的控制端彼此连接，所述第三半导体管的第一端和第二端、所述第二半导体管的第一端和所述第四半导体管的第一端均连接到所述第一IO端子，所述第二半导体管的第二端连接到所述第二电阻的一端，所述第二电阻的另一端连接到所述第一通断控制电路的局部地电平，所述第一电阻的一端连接到所述第一IO端子、另一端连接到所述第四电阻的一端，所述第四电阻的另一端连接到所述第一控制端，所述第四半导体管的第二端连接到所述第四半导体管的控制端，所述第三电阻一端连接所述第四半导体管的控制端、另一端连接所述电流模式传输电路。

可选地，所述第二通断控制电路包括第五半导体管、和第五电阻，其中，所述第五电阻一端连接所述第二IO端子、另一端连接所述第二控制端，所述第五半导体管的第一端连接所述第二控制端、第二端连接所述第二通断控制电路的局部地电平、控制端连接所述控制电压。

可选地，该控制电路还包括控制电压预处理电路，用于对所述控制电压预处理，并将预处理后的控制电压传输给所述电压-电流转换电路。

根据本公开的另一实施例，提供一种用于双半导体开关管双向开关的控制方法，该控制方法包括：

在输入的固定高基准电平和固定低基准电平分别作为局部电源电平和局部地电平的情况下，将输入的控制电压转换成控制电流，所述控制电压用于控制所述双向开关的通断；

传输所述控制电流；

对传输的控制电流进行电流-电压转换，得到第一比较电压；

将所述第一比较电压与所述双向开关的第一输入输出IO端子处的电压进行第一比较，得到所述双向开关的与所述第一IO端子相对应的第一控制端的控制电压，其中第一比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第一IO端子处的电压来生成；以及

通过直接利用所述控制电压所述双向开关的第二IO端子处的电压，或者通过将由所述控制电流转换得到的第二比较电压与所述双向开关的第二IO端子处的电压进行第二比较，来得到所述双向开关的与所述第二IO端子相对应的第二控制端的控制电压，其中第二比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第二IO端子处的电压生成。

可选地，该方法还包括：利用电流镜来传输所述控制电流。

可选地，该方法还包括：对所述控制电压进行预处理。

通过上述技术方案，由于双向开关的两个半导体开关管的控制端的控制电压是相互独立的，因此控制电源域与第一IO端子和第二IO端子处的电源域无关且能够实现双向开关的有效通断控制，不仅结构简单而且提高了异常状态下双向开关的可靠通断控制。而采用电流的形式来传输控制双向开关通断的控制信号，则规避了通用半导体器件栅极耐压的限制。

本公开的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

附图是用来提供对本公开的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开，但并不构成对本公开的限制。在附图中：

图1示出了一种示例性的现有双MOSFET双向开关的示例电路图。

图2示出了根据本公开一种实施例的用于双半导体开关管双向开关的控制电路的示意框图。

图3示出了根据本公开又一实施例的用于双半导体开关管双向开关的控制电路的示意框图。

图4示出了根据本公开一种实施例的控制电路的示意电路图。

图5示出了根据本公开又一实施例的控制电路的另一示例性电路图。

图6示出了根据本公开另一实施例的控制电路的示意电路图。

图7示出了根据本公开一种实施例的用于双半导体开关管双向开关的控制方法的流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本公开的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开，并不用于限制本公开。

图2和图3分别示出了根据本公开一种实施例的用于双半导体开关管双向开关2000的控制电路1000的示意框图。如图2和图3所示，该控制电路1000可以包括电压-电流转换电路300、电流模式传输电路200、第一电流-电压转换电路500、第一通断控制电路100和第二通断控制电路400。其中：

电压-电流转换电路300，用于在输入的固定高基准电平VC和固定低基准电平VS分别作为局部电源电平和局部地电平的情况下，将输入的控制电压V_控制转换成控制电流，所述控制电压V_控制用于控制所述双向开关2000的通断；

电流模式传输电路200，用于向第一电流-电压转换电路500传输所述控制电流；

第一电流-电压转换电路500，用于将电流模式传输电路200传输的控制电流转换成第一比较电压，并将所述第一比较电压输入给第一通断控制电路100；

第一通断控制电路100，用于将所述第一比较电压与双向开关2000的第一输入输出(Input-Output，IO)端子IO1处的电压进行第一比较，得到双向开关2000的与第一IO端子IO1相对应的第一控制端G1的控制电压，其中第一比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于第一IO端子IO1处的电压来生成；

第二通断控制电路400，用于通过直接利用所述控制电压V_控制和双向开关2000的第二IO端子IO2处的电压(如图2所示)，或者通过将来自电压-电流转换电路300的控制电流转换得到的第二比较电压与双向开关2000的第二IO端子IO2处的电压进行第二比较(如图3所示)，来得到双向开关2000的与第二IO端子IO2相对应的第二控制端G2的控制电压，其中第二比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于第二IO端子IO2处的电压生成。

通过采用上述技术方案，由于控制电压V_控制是以电流的形式进行传输，而且双向开关2000的第一控制端G1和第二控制端G2的控制电压是相互独立的，因此根据本公开该实施例的技术方案相比于现有技术而言，具有以下优点：

(1)由于双向开关2000的两个半导体开关管的控制端的控制电压是相互独立的，因此在双向开关2000的第一IO端子IO1和第二IO端子IO2之间的电压存在以下情况时均能够实现双向开关2000的有效通断控制，不仅结构简单而且提高了异常状态下双向开关2000的可靠通断控制：(a)第一IO端子IO1和第二IO端子IO2之间的电位高低不定；(b)第一IO端子IO1和第二IO端子IO2中的某端子或两端子交替呈现高阻浮空；(c)第一IO端子IO1和第二IO端子IO2之间存在高压差。例如，根据本公开实施例的控制电路1000能够实现48V～90V以上两个电势交替变化的IO端子间的双向通断控制。若采用LDMOS结构开关，理论上甚至可将该结构电压应用范围扩展至1200V以上，是现有技术的数十倍以上。

(2)由固定高基准电平VC和固定低基准电平VS构成的电源域是固定的，其与第一IO端子IO1和第二IO端子IO2处的电源域无关，因此能够使用低压标准逻辑电平(例如，5V、3.3V、1.2V等等)来作为固定高基准电平VC和固定低基准电平VS，进而可直接接受单片机等通用IO接口输入的控制信号作为控制双向开关2000通断的控制信号。

(3)采用电流的形式来传输控制双向开关2000通断的控制信号，因此规避了通用半导体器件栅极耐压的限制，从而无需提升MOSFET的栅极电压值，并可使用利用通用工艺制备的半导体器件，因此拥有极大成本优势和性能优势，另外还提高了MOSFET漏源耐压值(例如，可以达到1200V以上，与现有传统设计相比，有数十倍的扩展)即可扩展电压应用范围。另外，由于电流的减少除了受环境噪声的影响之外，几乎不受其他因素的限制，因此提高了控制双向开关2000通断的控制信号的可靠传输。

(4)在现有的控制技术中，在第一IO端子IO1和第二IO端子IO2的电位在较大范围内变化或者电位不定的情况下，必须配置额外的电压检测、判定与驱动电路，才能完成基本的双向通断控制，控制电路变得异常繁复，并由于系统繁复而导致控制结构的可靠性降低和成本上升。而根据本公开实施例的技术方案则不需要配置额外的电压检测、判定与驱动电路，因此不仅结构简单，而且能够提高可靠性并降低成本。

另外，根据本公开实施例的控制电路1000还可以有许多的变型。例如，第二通断控制电路400可以将来自电压-电流转换电路300的控制电流转换成第二比较电压，将所述第二比较电压与双向开关2000的第二IO端子IO2处的电压进行第二比较，得到双向开关2000的与第二IO端子IO2相对应的第二控制端G2的控制电压，但是接下来第二通断控制电路400会将针对第二控制端G2的控制电压传输给第一通断控制电路100并由第一通断控制电路100依据针对第二控制端G2的控制电压来控制第二控制端G2。再例如，如果存在由多个固定高基准电平VC和多个固定低基准电平VS构成的多个控制电源域，则根据本公开实施例的控制电路1000可以根据实际情况从这多个控制电源域中选择其中之一。

图4示出了根据本公开一种实施例的控制电路1000的示意电路图。如图4所示，电压-电流转换电路300可以包括第一半导体管M1和可变电流源I_α，其中：可变电流源I_α一端连接所述第一半导体管M1的第一端、另一端连接所述固定低基准电平VS，所述第一半导体管M1的控制端连接所述控制电压V_控制、第二端连接所述固定高基准电平VC。进一步地，电压-电流转换电路300还可以包括电流源K2*I_α，该电流源将可变电流源I_α的电流传输给第二通断控制电路400，其中电流源K2*I_α与可变电流源I_α的电流比例为K2，而且K2的具体数值依据实际情况而定，例如依据双向开关2000的第二IO端子IO2处的电源域和控制电压V_控制而定。另外，本领域技术人员应当理解的是，图4中所示的电压-电流转换电路300的电路结构仅是示例，本公开实施例不对其进行限制。

进一步地，仍然如图4所示，第一通断控制电路100可以包括第一比较器16和第一电荷抽取模块15，其中：第一比较器16的第一输入端接收所述第一比较电压，所述第一比较器16的第二输入端连接所述第一IO端子IO1，所述第一IO端子IO1处的电压和所述第一电荷抽取模块15抽取所述第一IO端子IO1处的电荷后得到的电压分别被用作所述第一比较器16的局部电源电平和局部地电平，所述第一比较器16的输出端连接所述第一控制端G1。

进一步地，仍然如图4所示，第二通断控制电路400包括第二电流-电压转换模块18B、第二比较器17和第二电荷抽取模块19，其中：第二电流-电压转换模块18B一端连接所述第二IO端子IO2、另一端连接所述第二比较器17的第一输入端和所述电压-电流转换电路300，所述第二比较器17的第二输入端连接所述第二IO端子IO2，所述第二IO端子IO2处的电压和所述第二电荷抽取模块19抽取所述第二IO端子IO2处的电荷后得到的电压分别被用作所述第二比较器17的局部电源电平和局部地电平，所述第二比较器17的输出端连接所述第二控制端G2。本领域技术人员应当理解的是，图4中所示的第一通断控制电路100的电路结构也仅是示例，本公开实施例对此不做限制。

图4所示的控制电路1000的工作原理是：电压-电流转换电路300接收到控制电压V_控制之后，首先将其转换成控制电流，然后电流模式传输电路200向第一通断控制电路100传输控制电流，而且，需要说明的是，电流模式传输电路200传输给第一通断控制电路的控制电流有可能等于电压-电流转换电路300转换得到的控制电流，也有可能是电压-电流转换电路300转换得到的控制电流的倍数，例如K1倍，而且K1的具体数值依据实际情况而定，例如，依据双向开关2000的第一IO端子IO1处的电源域而定。然后，第一电流-电压转换电路500将接收到的控制电流转换成第一比较电压，然后第一比较器16将第一比较电压与第一IO端子IO1处的电压进行比较，若两者之间的压差达到设定阈值，则第一比较器16的输出电平发生反转，例如从第一比较器16的局部地电平反转成局部电源电平或者从局部电源电平反转成局部地电平，这样，就得到了第一控制端G1的控制电压。第二通断控制电路400的工作过程与第一通断控制电路100的工作过程类似。这样，分别针对第一控制端G1和第二控制端G2的两个控制电压就被用来控制双MOSFET开关管的通断，从而实现了双向开关2000的通断控制。

图5示出了根据本公开实施例的控制电路1000的另一示例性电路图。图5与图4的区别在于第一通断控制电路100和第二通断控制电路400的电路结构有所改变。如图5所示，第一通断控制电路100包括第三比较器16A和第三电荷抽取模块VcpA，其中：第一电流-电压转换电路500一端连接所述第三比较器16A的第一输入端、另一端连接所述第三比较器16A的第二输入端，所述第三比较器16A的第二输入端还连接到所述电流模式传输电路200，所述第一IO端子IO1处的电压和所述第三电荷抽取模块VcpA抽取所述第一IO端子IO1处的电荷后得到的电压分别被用作所述第三比较器16A的局部地电平和局部电源电平，所述第三比较器16A的第一输入端还连接到所述局部电源电平，所述第三比较器16A的输出端连接所述第一控制端G1。

进一步地，仍然如图5所示，第二通断控制电路400包括第四电流-电压转换模块22B、第四比较器17A和第四电荷抽取模块VcpB，其中：所述第四电流-电压转换模块22B一端连接所述第四比较器17A的第一输入端、另一端连接所述第四比较器17A的第二输入端，所述第四比较器17A的第二输入端还连接到所述电压-电流转换电路300，所述第二IO端子IO2处的电压和所述第四电荷抽取模块VcpB抽取所述第二IO端子IO2处的电荷后得到的电压分别被用作所述第四比较器17A的局部地电平和局部电源电平，所述第四比较器17A的第一输入端还连接到所述局部电源电平，所述第四比较器17A的输出端连接所述第二控制端G2。

图5所示的控制电路1000与图4所示的控制电路1000的工作原理类似，也即，在第三比较器16A的两个输入端之间的压差达到预设阈值时使得第三比较器16A的输出电平发生反转，在第四比较器17A的两个输入端之间的压差达到预设阈值时使得第四比较器17A的输出电平发生反转，这样就能够得到第一控制端G1和第二控制端G2各自的控制电压，以控制双向开关2000的通断。

另外，在图4和图5中，第一电流-电压转换电路500、第二电流-电压转换模块18B和第四电流-电压转换模块22B均是利用电阻来实现，因此结构非常简单。但是，本领域技术人员应当理解的是，图4和图5仅是示例，本公开实施例不对电流-电压转换的具体结构进行限制。

图6示出了根据本公开另一实施例的控制电路1000的示意电路图，该电路图是晶体管级电路图，其使用单MOSFET配合无源电阻元件构成。如图6所示，第一通断控制电路100可以包括第二半导体管M2、第三半导体管M3、第四半导体管M4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4，其中：

所述第二半导体管M2、所述第三半导体管M3和所述第四半导体管M4的控制端彼此连接，所述第三半导体管M3的第一端和第二端、所述第二半导体管M2的第一端和所述第四半导体管M4的第一端均连接到所述第一IO端子，所述第二半导体管M2的第二端连接到所述第二电阻R2的一端，所述第二电阻R2的另一端连接到第一通断控制电路100的局部地电平VS1，所述第一电阻R1的一端连接到所述第一IO端子IO1、另一端连接到所述第四电阻R4的一端，所述第四电阻R4的另一端连接到所述第一控制端G1，所述第四半导体管M4的第二端连接到所述第四半导体管M4的控制端，所述第三电阻R3一端连接所述第四半导体管M4的控制端、另一端连接所述电流模式传输电路200。

进一步地，仍然如图6所示，第二通断控制电路400包括第五半导体管M5和第五电阻R5，其中，所述第五电阻R5一端连接所述第二IO端子IO2、另一端连接所述第二控制端G2，所述第五半导体管M5的第一端连接所述第二控制端G2、第二端连接第二通断控制电路400的局部地电平VS2、控制端连接所述控制电压V_控制。

另外，图6中所示的电阻R6能够被用于调节特定情况下的干扰。

图6所示的控制电路1000的工作原理与图4和图5所示的控制电路1000的工作原理类似，此处不再赘述。

另外，在一种可能的实施方式中，电流模式传输电路200可以利用电流镜来实现，这样不仅能够简化控制电路1000的结构，而且还能节省成本。当然，利用光学、电磁等模式来实现电流传输也是可行的。

在一种可能的实施方式中，如图4-图6所示，根据本公开实施例的控制电路1000还可以包括控制电压预处理电路600，用于对控制电压V_控制进行预处理，并将预处理后的控制电压V_控制传输给电压-电流转换电路300。例如，控制电压预处理电路600可以对控制电压V_控制进行放大、去噪等处理，这样就能够消除外界环境对控制电压V_控制的影响。

另外，需要说明的是，在以上描述的根据本公开的实施例中，双向开关2000中的半导体开关管均是MOSFET开关。但是实际上，根据本公开实施例的控制电路1000适用于控制由NMOSFET、PMOSFET、BJT等各种半导体开关管构成的双向开关，例如浮动衬底MOSFET半导体开关管。其中，浮动衬底指的是MOSFET的体端为电压可变信号。另外，图4-图6中所示的控制电路1000中包括的各个半导体管也可以是NMOSFET、PMOSFET、BJT等各种类型的半导体管，本公开实施例对此不做限制。

根据本公开的又一实施例，提供一种用于双半导体开关管双向开关的控制方法，如图7所示，该控制方法可以包括以下步骤：

S701、在输入的固定高基准电平和固定低基准电平分别作为局部电源电平和局部地电平的情况下，将输入的控制电压转换成控制电流，所述控制电压用于控制所述双向开关的通断；

S702、传输所述控制电流；

S703、对传输的控制电流进行电流-电压转换，得到第一比较电压；

S704、将所述第一比较电压与所述双向开关的第一输入输出IO端子处的电压进行第一比较，得到所述双向开关的分别与所述第一IO端子相对应的第一控制端的控制电压，其中第一比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第一IO端子处的电压来生成；

S705、通过直接利用所述控制电压所述双向开关的第二IO端子处的电压，或者通过将由所述控制电流转换得到的第二比较电压与所述双向开关的第二IO端子处的电压进行第二比较，来得到所述双向开关的与所述第二IO端子相对应的第二控制端的控制电压，其中第二比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第二IO端子处的电压生成。

通过采用上述技术方案，由于双向开关的第一控制端和第二控制端的控制电压是相互独立的，因此根据本公开该实施例的控制方法相比于现有技术而言，具有以下优点：

(1)由于双向开关的两个半导体开关管的控制端的控制电压是相互独立的，因此在双向开关的第一IO端子和第二IO端子之间的电压存在以下情况时均能够实现双向开关的有效通断控制，不仅结构简单而且提高了异常状态下双向开关的可靠通断控制：(a)第一IO端子和第二IO端子之间的电位高低不定；(b)第一IO端子和第二IO端子中的某端子或两端子交替呈现高阻浮空；(c)第一IO端子和第二IO端子之间存在高压差。例如，根据本公开实施例的控制方法能够实现48V～90V以上两个电势交替变化的IO端子间的双向通断控制。若采用LDMOS结构开关，理论上甚至可将该结构电压应用范围扩展至1200V以上，是现有技术的数十倍以上。

(2)由固定高基准电平和固定低基准电平构成的电源域是固定的，其与第一IO端子和第二IO端子处的电源域无关，因此能够使用低压标准逻辑电平(例如，5V、3.3V、1.2V等等)来作为固定高基准电平和固定低基准电平，进而可直接接受单片机等通用IO接口输入的控制信号作为控制双向开关通断的控制信号。

(3)采用电流的形式来传输控制双向开关通断的控制信号，因此规避了通用半导体器件栅极耐压的限制，从而无需提升MOSFET的栅极电压值，并可使用利用通用工艺制备的半导体器件，因此拥有极大成本优势和性能优势，另外还提高了MOSFET漏源耐压值(例如，可以达到1200V以上，与现有传统设计相比，有数十倍的扩展)即可扩展电压应用范围。另外，由于电流的减少除了受环境噪声的影响之外，几乎不受其他因素的限制，因此提高了控制双向开关通断的控制信号的可靠传输。

(4)根据本公开实施例的控制方法不需要配置额外的电压检测、判定与驱动电路，因此能够提高可靠性并降低成本。

在一种可能的实施方式中，该方法还可以包括：利用电流镜来传输所述控制电流。

在一种可能的实施方式中，该方法还可以包括：对所述控制电压进行预处理。

根据本公开实施例的控制方法中各个步骤所执行的操作的具体实施方式已经在有关控制电路中进行了详细描述，此处不再赘述。

以上结合附图详细描述了本公开的优选实施方式，但是，本公开并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开的技术构思范围内，可以对本公开的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本公开对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本公开的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开的思想，其同样应当视为本公开所公开的内容。

Claims

1.一种用于双半导体开关管双向开关(2000)的控制电路(1000)，其特征在于，该控制电路(1000)包括：

电压-电流转换电路(300)，用于在输入的固定高基准电平(VC)和固定低基准电平(VS)分别作为局部电源电平和局部地电平的情况下，将输入的控制电压(V_控制)转换成控制电流，所述控制电压(V_控制)用于控制所述双向开关(2000)的通断；

电流模式传输电路(200)，用于向第一电流-电压转换电路(500)传输所述控制电流；

所述第一电流-电压转换电路(500)，用于将所述电流模式传输电路(200)传输的控制电流转换成第一比较电压，并将所述第一比较电压输入给第一通断控制电路(100)；

所述第一通断控制电路(100)，用于将所述第一比较电压与所述双向开关(2000)的第一IO端子(IO1)处的电压进行第一比较，得到所述双向开关(2000)的与所述第一IO端子(IO1)相对应的第一控制端(G1)的控制电压，其中第一比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第一IO端子(IO1)处的电压来生成；

第二通断控制电路(400)，用于通过直接利用所述控制电压(V_控制)和所述双向开关(2000)的第二IO端子(IO2)处的电压，或者通过将由所述控制电流转换得到的第二比较电压与所述双向开关(2000)的第二IO端子(IO2)处的电压进行第二比较，来得到所述双向开关(2000)的与所述第二IO端子(IO2)相对应的第二控制端(G2)的控制电压，其中第二比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第二IO端子(IO2)处的电压生成。

2.根据权利要求1所述的控制电路(1000)，其特征在于，所述电压-电流转换电路(300)包括第一半导体管(M1)和可变电流源(I_α)，其中：

所述可变电流源(I_α)一端连接所述第一半导体管(M1)的第一端、另一端连接所述固定低基准电平(VS)，所述第一半导体管(M1)的控制端连接所述控制电压(V_控制)、第二端连接所述固定高基准电平(VC)。

3.根据权利要求1所述的控制电路(1000)，其特征在于，所述电流模式传输电路(200)利用电流镜来实现。

4.根据权利要求1所述的控制电路(1000)，其特征在于，所述第一通断控制电路(100)包括第一比较器(16)和第一电荷抽取模块(15)，其中：

所述第一比较器(16)的第一输入端接收所述第一比较电压，所述第一比较器(16)的第二输入端连接所述第一IO端子(IO1)，所述第一IO端子(IO1)处的电压和所述第一电荷抽取模块(15)抽取所述第一IO端子(IO1)处的电荷后得到的电压分别被用作所述第一比较器(16)的局部电源电平和局部地电平，所述第一比较器(16)的输出端连接所述第一控制端(G1)。

5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第二通断控制电路(400)包括第二电流-电压转换模块(18B)、第二比较器(17)和第二电荷抽取模块(19)，其中：

所述第二电流-电压转换模块(18B)一端连接所述第二IO端子(IO2)、另一端连接所述第二比较器(17)的第一输入端和所述电压-电流转换电路(300)，所述第二比较器(17)的第二输入端连接所述第二IO端子(IO2)，所述第二IO端子(IO2)处的电压和所述第二电荷抽取模块(19)抽取所述第二IO端子(IO2)处的电荷后得到的电压分别被用作所述第二比较器(17)的局部电源电平和局部地电平，所述第二比较器(17)的输出端连接所述第二控制端(G2)。

6.根据权利要求1所述的控制电路(1000)，其特征在于，所述第一通断控制电路(100)包括第三比较器(16A)和第三电荷抽取模块(VcpA)，其中：

所述第一电流-电压转换电路(500)一端连接所述第三比较器(16A)的第一输入端、另一端连接所述第三比较器(16A)的第二输入端，所述第三比较器(16A)的第二输入端还连接到所述电流模式传输电路(200)，所述第一IO端子(IO1)处的电压和所述第三电荷抽取模块(VcpA)抽取所述第一IO端子(IO1)处的电荷后得到的电压分别被用作所述第三比较器(16A)的局部地电平和局部电源电平，所述第三比较器(16A)的第一输入端还连接到所述局部电源电平，所述第三比较器(16A)的输出端连接所述第一控制端(G1)。

7.根据权利要求1所述的控制电路(1000)，其特征在于，所述第二通断控制电路(400)包括第四电流-电压转换模块(22B)、第四比较器(17A)和第四电荷抽取模块(VcpB)，其中：

所述第四电流-电压转换模块(22B)一端连接所述第四比较器(17A)的第一输入端、另一端连接所述第四比较器(17A)的第二输入端，所述第四比较器(17A)的第二输入端还连接到所述电压-电流转换电路(300)，所述第二IO端子(IO2)处的电压和所述第四电荷抽取模块(VcpB)抽取所述第二IO端子(IO2)处的电荷后得到的电压分别被用作所述第四比较器(17A)的局部地电平和局部电源电平，所述第四比较器(17A)的第一输入端还连接到所述局部电源电平，所述第四比较器(17A)的输出端连接所述第二控制端(G2)。

8.根据权利要求1所述的控制电路(1000)，其特征在于，所述第一通断控制电路(100)包括第二半导体管(M2)、第三半导体管(M3)、第四半导体管(M4)、第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)和第四电阻(R4)，其中：

所述第二半导体管(M2)、所述第三半导体管(M3)和所述第四半导体管(M4)的控制端彼此连接，所述第三半导体管(M3)的第一端和第二端、所述第二半导体管(M2)的第一端和所述第四半导体管(M4)的第一端均连接到所述第一IO端子，所述第二半导体管(M2)的第二端连接到所述第二电阻(R2)的一端，所述第二电阻(R2)的另一端连接到所述第一通断控制电路(100)的局部地电平(VS1)，所述第一电阻(R1)的一端连接到所述第一IO端子(IO1)、另一端连接到所述第四电阻(R4)的一端，所述第四电阻(R4)的另一端连接到所述第一控制端(G1)，所述第四半导体管(M4)的第二端连接到所述第四半导体管(M4)的控制端，所述第三电阻(R3)一端连接所述第四半导体管(M4)的控制端、另一端连接所述电流模式传输电路(200)。

9.根据权利要求1所述的控制电路(1000)，其特征在于，所述第二通断控制电路(400)包括第五半导体管(M5)和第五电阻(R5)，其中，所述第五电阻(R5)一端连接所述第二IO端子(IO2)、另一端连接所述第二控制端(G2)，所述第五半导体管(M5)的第一端连接所述第二控制端(G2)、第二端连接所述第二通断控制电路(400)的局部地电平(VS2)、控制端连接所述控制电压(V_控制)。

10.根据权利要求1至9中任一权利要求所述的控制电路，其特征在于，该控制电路还包括控制电压预处理电路(600)，用于对所述控制电压(V_控制)预处理，并将预处理后的控制电压(V_控制)传输给所述电压-电流转换电路(300)。

11.一种用于双半导体开关管双向开关的控制方法，其特征在于，该控制方法包括：

传输所述控制电流；

对传输的控制电流进行电流-电压转换，得到第一比较电压；

将所述第一比较电压与所述双向开关的第一IO端子处的电压进行第一比较，得到所述双向开关的与所述第一IO端子相对应的第一控制端的控制电压，其中第一比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第一IO端子处的电压来生成；以及

通过直接利用所述控制电压和所述双向开关的第二IO端子处的电压，或者通过将由所述控制电流转换得到的第二比较电压与所述双向开关的第二IO端子处的电压进行第二比较，来得到所述双向开关的与所述第二IO端子相对应的第二控制端的控制电压，其中第二比较时使用的局部地电平和局部电源电平基于所述第二IO端子处的电压生成。

12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，该方法还包括：利用电流镜来传输所述控制电流。

13.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

对所述控制电压进行预处理。