CN109004874B - 一种异步电机无速度传感器的前馈解耦控制方法及其电机控制装置 - Google Patents

Abstract

本申请提供了一种异步电机无速度传感器的前馈解耦控制方法，包括：转速估算子系统和前馈解耦子系统两个主要部分。使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_ri和转子磁链相位角

使用转子磁链的改进电压模型确定转子磁链ψ_ru，辨识出估算转子转速

传统的异步电机矢量控制系统中，仅实现了转速与转子磁链的静态解耦，无法消除定子电压方程中的交叉耦合，为解决上述问题，对传统PI控制得到的定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿，实现异步电机定子电压方程的解耦。

Description

一种异步电机无速度传感器的前馈解耦控制方法及其电机控 制装置

技术领域

本申请涉及电机控制技术领域，尤其涉及异步电机无速度传感器的前馈解耦控制方法。

背景技术

异步电机有速度传感器的矢量控制由于速度传感器的存在，带来了成本偏高，安装困难，信号易受干扰等各方面的问题，从而限制了市场应用及行业发展。利用速度辨识来代替速度传感器，降低了硬件的成本和系统的可靠性。

模型参考自适应是一种较为简单的速度辨识方法，由于电压模型中积分饱和问题和直流偏置问题，目前改进异步电机转速辨识方法主要有，低通滤波器，反电动势法，无功功率法，低限幅与饱和反馈环节补偿法等。

在基于模型参考自适应的异步电机矢量控制系统中，一般采用比例积分(英文：proportional integral，简写：PI)调节器分别对定子电流励磁分量i_sm和转矩分量i_st进行反馈闭环控制。该方法结构简单、易于实现，但是忽略了m，t轴电压分量的耦合问题。若电流励磁分量突然发生变化，电流的转矩分量会产生一个瞬时误差，将导致转矩和转速波形的畸变，从而影响系统的动态性能。

发明内容

本申请提供一种异步电机无速度传感器的前馈解耦控制方法，能够提高电机控制的性能。

一方面，提供了一种异步电机无速度传感器的前馈解耦控制方法，包括：对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电流分量i_A、i_B、i_C进行Clark变换和Park变换转，获得静止坐标系下的定子电流分量i_sα、i_sβ和同步旋转坐标系下的定子电流分量i_sm、i_st，使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电压u_A、u_B、u_C通过Clark变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ，根据所述转子磁链估计值ψ_r、所述转子磁链相位角

所述定子电压分量u_sα、u_sβ和定子电流分量i_sα、i_sβ，利用转子磁链的电流模型和改进后的电压模型，确定估算转子转速

将磁链与转速进行闭环PI调节得到定子电流分量的给定值

和

将i_sm和i_st进行闭环PI调节得到定子电压分量的给定值

和

对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，反旋转变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ；根据所述定子电压分量u_sα、u_sβ，使用电压空间矢量控制方式控制逆变器发出触发脉冲对所述异步电机进行闭环控制。

结合第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

包括：根据下式计算转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

其中，ω₁为同步角频率，

为转子磁链的旋转相位角，T_r为转子电磁时间常数，T_r＝L_r/R_r，L_r为转子电感，R_r为转子电阻，L_m为互感。

结合第一方面，所述方法还包括采用下式确定改进后的电压模型：参考自适应中电压模型使用低通滤波器替代法如下：

使用低通滤波器

确定定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值，

对加入低通滤波器后的定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值相位进行补偿得到ψ_sα和ψ_sβ，

式中，ψ_rα和ψ_rβ分别为转子磁链α、β轴上的分量，δ为漏磁系数，

结合第一方面及其上述实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，包括：确定转子磁链定向的同步旋转坐标系下的简化电压方程为：

对所述简化电压方程中的交叉耦合电压进行补偿，前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st：

式中，R_s为定子电阻，L_s为定子电感，δ为漏磁系数，

u′_smc和u′_stc分别为m，t轴上所需补偿的交叉耦合电压。

第二方面，提供一种电机控制装置，包括：处理单元，所述处理单元用于对异步电机在静止坐标系下三相定子电流分量i_A、i_B、i_C进行Clark变换和Park变换转，获得静止坐标系下的定子电流分量i_sα、i_sβ和同步旋转坐标系下的定子电流分量i_sm、i_st，使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

所述处理单元还用于对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电压u_A、u_B、u_C通过Clark变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ，根据所述转子磁链估计值ψ_r、所述转子磁链相位角

所述定子电压分量u_sα、u_sβ和定子电流分量i_sα、i_sβ，利用转子磁链的电流模型和改进后的电压模型，确定估算转子转速

所述处理单元还用于将磁链与转速进行闭环PI调节得到定子电流分量的给定值

和

将i_sm和i_st进行闭环PI调节得到定子电压分量的给定任

和

对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，反旋转变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ；控制单元，所述控制单元用于根据所述定子电压分量u_sα、u_sβ，使用电压空间矢量控制方式控制逆变器发出触发脉冲对所述异步电机进行闭环控制。

结合第二方面，在第二方面的第一种可能的实现方式中，所述处理单元用于：根据下式计算转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

其中，ω₁为同步角频率，

为转子磁链的旋转相位角，T_r为转子电磁时间常数，T_r＝L_r/R_r，L_r为转子电感，R_r为转子电阻，L_m为互感。

结合第二方面及其上述实现方式，在第二方面的第二种可能的实现方式中，所述处理单元用于采用下式确定改进后的电压模型：参考自适应中电压模型使用低通滤波器替代法如下：

使用低通滤波器

确定定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值，

对加入低通滤波器后的定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值相位进行补偿得到ψ_sα和ψ_sβ，

式中，ψ_rα和ψ_rβ分别为转子磁链α、β轴上的分量，δ为漏磁系数，

结合第二方面及其上述实现方式，在第二方面的第三种可能的实现方式中，所述处理单元用于：确定转子磁链定向的同步旋转坐标系下的简化电压方程为：

对所述简化电压方程中的交叉耦合电压进行补偿，前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st：

式中，R_s为定子电阻，L_s为定子电感，δ为漏磁系数，

u′_smc和u′_stc分别为m，t轴上所需补偿的交叉耦合电压。

与现有的技术相比，本发明的有益技术效果是：

本发明提出了，在改进低速模型参考自适应模型的基础上，同时利用简化定子电压方程的交叉耦合项，对定子电压方程中的耦合电压进行补偿，其解决了转速与磁链的动态解耦问题，提高了高速、低速两个调速范围内转速的动态性能与转速辨识的精度。

附图说明

图1是本申请一个实施例的方法的示意性流程图。

图2为申请一个实施例的MRAS速度估算原理图。

图3为本申请一个实施例的MRAS改进电压模型的原理图。

图4为本申请一个实施例的电压前馈解耦原理图。

图5为本申请一个实施例的基于改进MRAS的异步电机前馈解耦控制原理图。

图6为本申请一个实施例的高速状态下的实际转速与估算转速波形图。

图7为本申请另一实施例的低速状态下的实际转速与估算转速波形图。

图8为本申请高速切换到低速状态下的实际转速波形图。

图9为申请一个实施例的装置的示意性框图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本申请中的技术方案进行描述。

图1示出了本申请一个实施例的方法的示意性流程图，如图1所示，该异步电机无速度传感器的前馈解耦控制方法，包括：对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电流分量i_A、i_B、i_C进行Clark变换和Park变换转，获得静止坐标系下的定子电流分量i_sα、i_sβ和同步旋转坐标系下的定子电流分量i_sm、i_st，使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电压u_A、u_B、u_C通过Clark变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ，根据所述转子磁链估计值ψ_r、所述转子磁链相位角

所述定子电压分量u_sα、u_sβ和定子电流分量i_sα、i_sβ，利用转子磁链的电流模型和改进后的电压模型，确定估算转子转速

将磁链与转速进行闭环PI调节得到定子电流分量的给定值

和

将i_sm和i_st进行闭环PI调节得到定子电压分量的给定值

和

对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，反旋转变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ；根据所述定子电压分量u_sα、u_sβ，使用电压空间矢量控制方式控制逆变器发出触发脉冲对所述异步电机进行闭环控制。

可选地作为所述使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

包括：

根据公式(2)计算转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

其中，ω₁为同步角频率，

为转子磁链的旋转相位角，T_r为转子电磁时间常数，T_r＝L_r/R_r，L_r为转子电感，R_r为转子电阻，L_m为互感。

如图2所示，在转子磁链电流模型中，利用i_st，i_sm计算出磁链ψ_r，并分解到到α，β坐标系上得到电流模型下的磁链的两个分量ψ_riα，ψ_riβ。在转子磁链电压模型中，利用定子电压，电流α，β坐标系下的分量计算出电压模型下的磁链的两个分量ψ_ruα，ψ_ruβ。将电压模型(参考模型)与电流模型(可调模型)做差积得到偏差e，根据Popov超稳定性理论辨识出转速

转子磁链电压模型为：

转子磁链电流模型为：

和

如图2所示，在电压模型中用低通滤波器代替积分环节，引入低通滤波器带来的幅值相位改变，因此对通过低通滤波器的定子磁链进行补偿，公式如下：

式中，ψ_sα，ψ_sβ分别为补偿后的定子磁链分量，ψ′_sα，ψ′_sβ分别为经过低通滤波器后的定子磁链分量。

可选地，作为本申请一个实施例，所述方法还包括采用下式确定改进后的电压模型：

参考自适应中电压模型使用低通滤波器替代法如下：

使用低通滤波器

确定定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值，

对加入低通滤波器后的定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值相位进行补偿得到ψ_sα和ψ_sβ，

式中，ψ_rα和ψ_rβ分别为转子磁链α、β轴上的分量，δ为漏磁系数，

可选地，作为本申请一个实施例，所述对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，包括：

确定转子磁链定向的同步旋转坐标系下的简化电压方程为：

将(7)式进行变换得：

由(8)式知，在采用PI调节器控制时，其输出电压一部分用于抵消反电动势，一部分用于控制m，t轴的电流分量，但是由于耦合电压的存在，输出电压还要用于补偿耦合项，从而延长了调节时间，降低了系统的动态性能。

为了补偿交叉耦合项带来的影响，其电压方程可以修改为：

也就是说，对所述简化电压方程中的交叉耦合电压进行补偿，前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st：

式中，R_s为定子电阻，L_s为定子电感，δ为漏磁系数，

u′_smc和u′_stc分别为m，t轴上所需补偿的交叉耦合电压。

将(9)代入(8)可以得到：

式中，

分别为补偿后的定子电压给定值在m，t坐标下的分量。

由(11)式可知补偿后的电压模型没有耦合，这种解耦方式相当于在输入给定的定子电压基础上加上耦合项，那么在电压方程中耦合项将被抵消掉，从而实现异步电机的动态解耦，提高了系统的动态性能。

如图5所示，在基于改进MRAS的异步电机前馈解耦控制中，通过对检测出的定子三相电压与三相电流进行坐标变换，通入到转速估算模块中，辨识出转速

和转子磁链ψ_r，将转子磁链给定值

与转子磁链估算值ψ_r作差通过闭环PI调节得到m轴上定子电流分量的给定值

将转速估算值

与转速给定值ω^*作差通过闭环PI调节得到t轴上定子电流分量的给定值

将电流给定值

和电流实际值i_sm通过闭环PI调节得到m轴上定子电压分量的给定值

将电流给定值

和电流实际值i_st通过闭环PI调节得到t轴上定子电压分量的给定值

利用交叉耦合项u′_smc，u′_stc进行补偿得到m，t坐标系下定子电压分量u_sm和u_st。对u_sm和u_st进行反旋转变换得到α，β坐标系下的u_sα和u_sβ，通过电压空间矢量控制技术来控制逆变器发出触发脉冲对异步电机进行闭环控制。这种控制方式改进了模型参考自适应中的低速问题，也实现了无速度矢量控制中的电压方程的解耦。

图6，图7，图8为异步电机无速度传感器的前馈解耦控制的仿真波形图，如图6所示，在高速状态下，转速上升平稳，估算转速能很好地逼近实际转速，启动时转速超调量低于5％，转速在0.2s时转速基本保持稳定，1s时突加额定负载，转速跌落，0.1s内恢复额定转速。如图7所示，在低速状态下，启动时转速超调量低于10％，转速在0.1s时转速基本保持稳定，1s时突加额定负载，转速跌落4r，0.1s内恢复到200r。通过解耦补偿后，在低速状态下转速的动态性能也较好。由图8可知，转速在1s时由高速1500r切换成低速200r，转速也能快速响应且超调量在正常范围内，足见此方法的可行性。

图9示出了本申请一个实施例的装置的示意性结构框图，如图9所示，该一种电机控制装置600，包括：处理单元610，所述处理单元610用于对异步电机在静止坐标系下三相定子电流分量i_A、i_B、i_C进行Clark变换和Park变换转，获得静止坐标系下的定子电流分量i_sα、i_sβ和同步旋转坐标系下的定子电流分量i_sm、i_st，使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

所述处理单元还用于对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电压u_A、u_B、u_C通过Clark变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ，根据所述转子磁链估计值ψ_r、所述转子磁链相位角

所述定子电流所述定子电压分量u_sα、u_sβ和定子电流分量i_sα、i_sβ，利用转子磁链的电流模型和改进后的电压模型，确定估算转子转速

所述处理单元610还用于将磁链与转速进行闭环PI调节得到定子电流分量的给定值

和

将i_sm和i_st进行闭环PI调节得到定子电压分量的给定值

和

对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，反旋转变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ；控制单元620，所述控制单元620用于根据所述定子电压分量u_sα、u_sβ，使用电压空间矢量控制方式控制逆变器发出触发脉冲对所述异步电机进行闭环控制。

可选地，作为本申请一个实施例，所述处理单元610用于：根据下式计算转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

其中，ω₁为同步角频率，

为转子磁链的旋转相位角，T_r为转子电磁时间常数，T_r＝L_r/R_r，L_r为转子电感，R_r为转子电阻，L_m为互感。

可选地，作为本申请一个实施例，所述处理单元610用于：采用下式确定改进后的电压模型：参考自适应中电压模型使用低通滤波器替代法如下：

使用低通滤波器

确定定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值，

对加入低通滤波器后的定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值相位进行补偿得到ψ_sα和ψ_sβ，

式中，ψ_ra和ψ_rβ分别为转子磁链α、β轴上的分量，δ为漏磁系数，

可选地，作为本申请一个实施例，所述处理单元610用于：确定转子磁链定向的同步旋转坐标系下的简化电压方程为：

对所述简化电压方程中的交叉耦合电压进行补偿，前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st：

式中，R_s为定子电阻，L_s为定子电感，δ为漏磁系数，

u′_smc和u′_stc分别为m，t轴上所需补偿的交叉耦合电压。

本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。

所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者第二设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (6)

1.一种异步电机无速度传感器的前馈解耦控制方法，其特征在于，包括：

对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电流分量i_A、i_B、i_C进行Clark变换和Park变换转，获得静止坐标系下的定子电流分量i_sα、i_sβ和同步旋转坐标系下的定子电流分量i_sm、i_st，使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电压u_A、u_B、u_C通过Clark变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ，根据所述转子磁链估计值ψ_r、所述转子磁链相位角

所述定子电压分量u_sα、u_sβ和定子电流分量i_sα、i_sβ，利用转子磁链的电流模型和改进后的电压模型，确定估算转子转速

将磁链与转速进行闭环PI调节得到定子电流分量的给定值

和

将i_sm和i_st进行闭环PI调节得到定子电压分量的给定值

和

对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，反旋转变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ；

根据所述定子电压分量u_sα、u_sβ，使用电压空间矢量控制方式控制逆变器发出触发脉冲对所述异步电机进行闭环控制，

所述方法还包括采用下式确定改进后的电压模型：

参考自适应中电压模型使用低通滤波器替代法如下：

使用低通滤波器

确定定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值，

对加入低通滤波器后的定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值相位进行补偿得到ψ_sα和ψ_sβ，

式中，ψ_rα和ψ_rβ分别为转子磁链α、β轴上的分量，δ为漏磁系数，

R_s为定子电阻，L_r为转子电感，L_m为互感，L_s为定子电感，ω_c为截止频率。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

包括：

根据下式计算转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

其中，ω₁为同步角频率，

为转子磁链相位角，T_r为转子电磁时间常数，T_r＝L_r/R_r，R_r为转子电阻。

3.根据权利要求2所述的方法，所述对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，包括：

确定转子磁链定向的同步旋转坐标系下的简化电压方程为：

对所述简化电压方程中的交叉耦合电压进行补偿，前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st：

式中，δ为漏磁系数，

u′_smc和u′_stc分别为m，t轴上所需补偿的交叉耦合电压，K_p为比例系数，K_i为积分系数。

4.一种电机控制装置，其特征在于，包括：

处理单元，所述处理单元用于对异步电机在静止坐标系下三相定子电流分量i_A、i_B、i_C进行Clark变换和Park变换转，获得静止坐标系下的定子电流分量i_sα、i_sβ和同步旋转坐标系下的定子电流分量i_sm、i_st，使用同步旋转坐标系下转子磁链的电流模型确定转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

所述处理单元还用于对所述异步电机在静止坐标系下三相定子电压u_A、u_B、u_C通过Clark变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ，根据所述转子磁链估计值ψ_r、所述转子磁链相位角

所述定子电压分量u_sα、u_sβ和定子电流分量i_sα、i_sβ，利用转子磁链的电流模型和改进后的电压模型，确定估算转子转速

所述处理单元还用于将磁链与转速进行闭环PI调节得到定子电流分量的给定值

和

将i_sm和i_st进行闭环PI调节得到定子电压分量的给定值

和

对所述定子电压分量的给定值

和

进行前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st，反旋转变换得到静止坐标系下的定子电压分量u_sα、u_sβ；

控制单元，所述控制单元用于根据所述定子电压分量u_sα、u_sβ，使用电压空间矢量控制方式控制逆变器发出触发脉冲对所述异步电机进行闭环控制，

所述处理单元用于采用下式确定改进后的电压模型：

参考自适应中电压模型使用低通滤波器替代法如下：

使用低通滤波器

确定定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值，

对加入低通滤波器后的定子磁链ψ′_sα和ψ′_sβ幅值相位进行补偿得到ψ_sα和ψ_sβ，

式中，ψ_rα和ψ_rβ分别为转子磁链α、β轴上的分量，δ为漏磁系数，

L_r为转子电感，L_m为互感，R_s为定子电阻，L_s为定子电感，ω_c为截止频率。

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述处理单元用于：

根据下式计算转子磁链估计值ψ_r和转子磁链相位角

其中，ω₁为同步角频率，

为转子磁链相位角，T_r为转子电磁时间常数，T_r＝L_r/R_r，R_r为转子电阻。

6.根据权利要求5所述的装置，所述处理单元用于：

确定转子磁链定向的同步旋转坐标系下的简化电压方程为：

对所述简化电压方程中的交叉耦合电压进行补偿，前馈补偿得到定子电压分量u_sm和u_st：

式中，δ为漏磁系数，

u′_smc和u′_stc分别为m，t轴上所需补偿的交叉耦合电压，K_p为比例系数，K_i为积分系数。

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