CN108982968A - 一种接触电阻的在线测量系统及测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种接触电阻的在线测量系统及测量方法，可以实现接触电阻的在线和隔离测量，保障了人身安全，省去了反复拆卸产品带来的麻烦，其测量方法简便，装置成本较低，同时也能达到较高的测量精度。本发明测量方法采用了改进的离散傅里叶算法，实现了微小电阻参数的高精度测量，其中对检测电压信号进行加汉宁窗函数处理，可以有效的抑制标准离散傅里叶变换中截断效应的影响，提高傅里叶变换精度，进而提高了测量精度。本发明测量方法在检测电压信号经过汉宁窗函数处理的基础上，进一步采用了单谱线插值算法，对非整数周期采样造成的频率计算误差进行修正，同时对截断效应产生的频谱幅值误差进行了修正，进一步提高了测量方法的精度。

Description

一种接触电阻的在线测量系统及测量方法

技术领域

本发明属于传感器测量技术领域，具体涉及一种接触电阻的在线测量系统及测量方法。

背景技术

对导体间呈现的电阻称为接触电阻，接触电阻测量属于微电阻测量，因其电阻值很小，难以精确地测量。电器产品的插头挤入插座中，或排针与其连接座之间都有接触电阻存在。特别地，在交流接触器与继电器产品中，接触电阻为一项重要技术参数，在出厂之前必须对继电器每组触点接触电阻分别进行测量，对于测量结果不合格的产品将予以淘汰。随着产品使用年限的增长，其接触电阻阻值可能会不断增大，导致正常工作时连接处发热，发热严重时产品可能存在安全隐患。综上所述，精确地测量出接触电阻，尤其是测量它在工作时的阻值是非常有必要的。

目前存在的大多数接触电阻测量装置采用的测量原理为开尔文四线测量法，其利用已知的恒定电流激励被测接触对，通过放大并测量接触对电压来计算被测阻值，该方法消除了线路阻抗对测量结果的影响，如公开号为104849559A的中国专利技术。但是，该类方法一方面为了达到较高的分辨率，就必须提高电压放大器的放大倍数或者提高激励电流，由此带来了噪声增大、稳定性差的问题；另一方面，接触电阻的大小与接触件材料、正压力、工作电压、工作电流、频率等都有关系，如接触器在通过不同电流时的接触电阻就存在差异。该测量方法只能断电离线测量出电阻值，无法在线测量出工作时的接触电阻，因此存在一定的测量误差与缺陷；其次，开尔文四线测量法是一种非隔离的测量方案，在不清楚被测电路的工作状态下对其进行测量，被测回路的强电信号可能耦合至测量电路中，危及人身安全，而且开尔文四线测量装置结构复杂，造价较高。

发明内容

鉴于上述，本发明提供了一种接触电阻的在线测量系统及测量方法，其装置成本较低，测量方法简便，同时也能达到较高的测量精度。

一种接触电阻的在线测量系统，包括数字控制器、驱动电路、半桥型DC-AC电路、谐振电路、测量电路以及信号采样调理电路；其中：

所述驱动电路与数字控制器相连，用于将数字控制器提供的两路驱动信号进行放大后输出，分别控制半桥型DC-AC电路中两个开关管的通断；

所述半桥型DC-AC电路受数字控制器的驱动信号控制，从而输出方波信号；

所述谐振电路用于将半桥型DC-AC电路输出的方波信号转换成交流电压信号；

所述测量电路由接触电阻、电感和电容串联或并联组成且通过电感与谐振电路耦合，其以所述交流电压信号作为工作电压，通过阻尼振荡产生包含接触电阻阻值信息的测量电压信号并传送给谐振电路；

所述信号采样调理电路与谐振电路相连，用于对谐振电路接收到的测量电压信号进行采样及调理整形，输出检测电压信号；

所述数字控制器与信号采样调理电路相连，用于根据所述检测电压信号分析计算出接触电阻的阻值。

一种接触电阻的在线测量方法，包括如下步骤：

(1)构建一个由接触电阻、电感和电容串联或并联组成的测量电路；

(2)通过电感耦合的方式给所述测量电路施加一个电激励，使得该电路具有任一初始状态，然后撤销电激励，此时测量电路处于闭合回路并产生阻尼振荡响应；

(3)采集测量电路中电感电压并对其进行放大和滤波后得到对应的检测电压信号；

(4)以频率f_s对检测电压信号进行AD采样并截取其中N个连续的采样点x₀～x_N-1，并将这N个采样点的电压值组成采样序列V_N，N为大于1的自然数；

(5)对采样序列V_N加窗函数运算，得到加窗序列Y_N；

(6)对加窗序列Y_N进行离散傅里叶变换得到该序列对应的频谱F_N，找出频谱F_N中两个相邻的幅度峰值，对应的离散频率记为k₁和k₂；

(7)根据加窗序列Y_N计算出离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换值Y1(k₁)和Y1(k₂)；

(8)根据Y1(k₁)和Y1(k₂)通过单谱线插值算法计算出采样序列V_N修正后的离散频率k₀、k₀对应的一离散傅里叶变换值Y1(k₀)以及检测电压信号的阻尼振荡频率f_d；

(9)取采样点x₀之后的第m个采样点x_m，以采样点x_m为起始点从检测电压信号中截取N个连续的采样点x_m～x_N+m-1，并将这N个采样点的电压值组成采样序列U_N，m为大于1的自然数；

(10)对采样序列U_N加窗函数运算，得到加窗序列Z_N；

(11)根据加窗序列Z_N计算出离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换值Y2(k₁)和Y2(k₂)；

(12)根据Y2(k₁)和Y2(k₂)通过单谱线插值算法计算出k₀对应的另一离散傅里叶变换值Y2(k₀)；

(13)根据离散傅里叶变换值Y1(k₀)和Y2(k₀)以及阻尼振荡频率f_d计算出接触电阻的阻值。

进一步地，所述步骤(1)中通过对电感和电容的参数配置使得所述测量电路具备阻尼振荡条件。

进一步地，所述步骤(5)中通过以下算式对采样序列V_N进行窗函数运算：

Fw(x_i)＝F(x_i)×w_i

F(x_i)＝V(x_i)×V(x_N-i)

w_i＝0.5-0.5cos(2πi/(N-1))

其中：V(x_i)和V(x_N-i)分别为采样点x_i和x_N-i的电压值，F(x_i)为采样点x_i预处理后的电压值，Fw(x_i)为采样点x_i加窗运算后的电压值，w_i为采样点x_i对应的窗函数，i为自然数且0≤i≤N-1，Fw(x₀)～Fw(x_N-1)即组成了加窗序列Y_N。

进一步地，所述步骤(7)中通过以下算式计算离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换值Y1(k₁)和Y1(k₂)：

其中：j为虚数单位，Ω₀＝2π/N。

进一步地，所述步骤(8)中通过以下算式计算采样序列V_N修正后的离散频率k₀、k₀对应的一组离散傅里叶变换值Y1(k₀)以及检测电压信号的阻尼振荡频率f_d：

k₀＝k₁+δ₁

其中：β₁和δ₁均为单谱线插值算法的过程参量。

进一步地，所述步骤(10)中通过以下算式对采样序列U_N进行窗函数运算：

Fw(x_i+m)＝F(x_i+m)×w_i+m

F(x_i+m)＝V(x_i+m)×V(x_N+m-i)

w_i+m＝0.5-0.5cos(2πi/(N-1))

其中：V(x_i+m)和V(x_N+m-i)分别为采样点x_i+m和x_N+m-i的电压值，F(x_i+m)为采样点x_i+m预处理后的电压值，Fw(x_i+m)为采样点x_i+m加窗运算后的电压值，w_i+m为采样点x_i+m对应的窗函数，i为自然数且0≤i≤N-1，Fw(x_m)～Fw(x_N+m-1)即组成了加窗序列Z_N。

进一步地，所述步骤(11)中通过以下算式计算离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换值Y2(k₁)和Y2(k₂)：

其中：j为虚数单位，Ω₀＝2π/N。

进一步地，所述步骤(12)中通过以下算式计算k₀对应的另一组离散傅里叶变换值Y2(k₀)：

其中：β₂和δ₂均为单谱线插值算法的过程参量。

进一步地，所述步骤(13)中若测量电路由接触电阻、电感和电容串联，则通过以下算式计算出接触电阻的阻值：

若测量电路由接触电阻、电感和电容并联，则通过以下算式计算出接触电阻的阻值：

其中：R_x为接触电阻的阻值，L_x为测量电路中的电感值，C为测量电路中的电容值，T_s为采样周期且T_s＝1/f_s。

基于上述技术方案，本发明具有以下有益技术效果：

(1)本发明接触电阻测量系统实现了被测电路与主控电路的隔离，保障了人身安全；且可以实现接触电阻的在线测量，省去了反复拆卸产品带来的麻烦，其测量方法简便，装置成本较低，同时也能达到较高的测量精度。

(2)本发明测量方法采用了改进的离散傅里叶算法，实现了微小电阻参数的高精度测量，其中对检测电压信号进行加汉宁窗函数处理，可以有效的抑制标准离散傅里叶变换中截断效应的影响，提高傅里叶变换精度，进而提高了测量精度。

(3)本发明测量方法在检测电压信号经过汉宁窗函数处理的基础上，进一步采用了单谱线插值算法，对非整数周期采样造成的频率计算误差进行修正，同时对截断效应产生的频谱幅值误差进行了修正，进一步提高了测量方法的精度。

附图说明

图1为本发明接触电阻在线测量系统的结构示意图。

图2为本发明接触电阻在线测量系统的电路原理图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1和图2所示，本发明基于阻尼振荡波的接触电阻测量装置，包括数字控制器DSP、驱动电路、开关电路101、谐振电路102、信号检测电路104和测量电路单元103，其中：

驱动电路与数字控制器相连，其将控制器提供的两路驱动信号进行放大后输出；本实施例中，驱动电路采用International Rectifier公司的IRF2110芯片。

开关电路101与驱动电路相连，其根据驱动电路提供的两路放大后的驱动信号，输出方波信号。本实施例中，开关电路101由两个MOS管Q1～Q2和两个二极管D1～D2构成；其中，MOS管Q1的源极接+12V的电源电压，栅极为开关电路101的第一输入端并接收驱动电路输出的第一驱动信号，漏极与二极管D1的阳极相连；MOS管Q2的源极接地，栅极为开关电路101的第二输入端并接收驱动电路输出的第二驱动信号，漏极与二极管D2的阴极相连；二极管D1的阴极与二极管D2的阳极相连构成开关电路101的输出端并输出方波信号。

谐振电路102与开关电路101相连，其将方波信号转换成交流电压信号。本实施例中，谐振电路102采用串联式谐振电路，包括一个电阻Rp、一个电容Cp和一个电感Lp(Lp为变压器等效原边电感)；其中，电阻Rp的一端与电容Cp的一端相连构成谐振电路102的输入端并接收开关电路101输出的方波信号，电容Cp的另一端与电感Lp的一端相连，电感Lp的另一端与电阻Rp的另一端相连并接地。

测量电路单元103与谐振电路102耦合，其将从谐振电路102中的电感Lp上耦合得到的交流电压信号作为初始电激励；测量电路单元103为由一个电感Ls(Ls为变压器等效副边电感)、一个电容Cs和一个电阻Rx串联构成的电路，电感Ls与谐振电路102中电感Lp通过变压器磁路相耦合，电阻Rx即为待测量的接触电阻。

信号检测电路104与谐振电路102相连，其采集谐振电路102接收到的包含接触电阻信息的阻尼振荡波信号，并对该信号进行调理整形，输出检测电压信号。本实施例中，信号检测电路104由四个电阻R3～R6、一个电容C3和一个运算放大器U构成；其中，电阻R3的一端为信号检测电路104的输入端且与谐振电路102中的电感Lp的一端相连以采集谐振电路102接收到的阻尼振荡波信号，电阻R3的另一端与电阻R4的一端和运算放大器U的正相输入端相连，电阻R4的另一端与电阻R5的一端相连并接地，电阻R5的另一端与运算放大器U的反相输入端、电阻R6的一端和电容C3的一端相连，运算放大器U的正电源端接+5V的电源电压，运算放大器U的负电源端接-5V的电源电压，运算放大器U的输出端与电阻R6的另一端和电容C3的另一端相连构成信号检测电路104的输出端并输出检测电压信号。

控制器与信号检测电路104相连，其对信号检测电路104输出的检测电压信号进行采样，并根据该信号分析计算出待测电阻、电感或电容值。本实施例中，控制器由一MCU芯片和与其相连的一外置A/D采样芯片组成，MCU采用Texas Instruments公司的TMS320F28035芯片，A/D采样芯片采用Analog Device公司的AD9220芯片。

本实施方式中使用接触电阻测量装置的精确测量方法，包括如下步骤：

(1)MCU通过驱动电路输出一对互补的驱动信号分别给开关电路101中的两个MOS管Q1～Q2，两个MOS管Q1～Q2互补开关动作，使得开关电路101输出高频的方波信号；谐振电路102将方波信号转换成交流电压信号，进而通过电感Lp将交流电压信号耦合至测量电路单元103，测量电路单元103正常工作稳定后，MCU停止输出驱动信号，则谐振电路102中的电容C2和电感Lp停止振荡并快速放电。

(2)测量电路单元103通过电感Ls耦合得到交流电压信号形成电流回路后开始工作，并产生与接触电阻值相关的阻尼振荡电压信号，进而通过电感Ls将阻尼振荡电压信号耦合至谐振电路102；利用信号检测电路104采集谐振电路102中电感Lp耦合得到的阻尼振荡电压信号，经调理整形后向外置A/D采样芯片提供对应的检测电压信号，经A/D转换后再将采样点提供给MCU芯片；本实施方式中采样频率fs为10MHZ。

(3)MCU截取检测电压信号的N个连续的采样点X₀～X_N-1作为第一组采样序列，N为大于1的自然数；本实施方式中N取1500。

(4)根据以下算式对N个采样点X₀～X_N-1的电压值进行时域范围内的预处理，得到各采样点的预处理电压值：

F(X_i)＝V(X_i)·V(X_N-i)

其中：F(X_i)为采样点X_i的预处理电压值，V(X_i)为采样点X_i的电压值，V(X_N-i)为采样点X_N-i的电压值，i为自然数且0≤i≤N-1。

(5)根据以下算式将N个采样点的预处理电压值进行汉宁窗函数处理，计算得到各采样点的加窗预处理电压值：

w_i＝0.5-0.5cos[2πi/(N-1)]

Fw(X_i)＝F(X_i)·w_i

其中：w_i为汉宁窗函数，F(X_i)为采样点X_i的预处理电压值，Fw(X_i)为采样点X_i的加窗预处理电压值，i为自然数且0≤i≤N-1

(6)对采样点的加窗预处理电压值序列进行离散傅里叶变换，得到幅度频谱，找出频谱中两个相邻的幅度峰值，其所对应的离散频率分别记为k₁和k₂。

(7)根据以下算式计算得到离散频率k₁与k₂对应的离散傅里叶变换值Y1(k₁)与Y1(k₂)：

其中：Fw(X_i)为采样点X_i的加窗预处理电压值，Ω₀＝2π/N，j为虚数，i为自然数且0≤i≤N-1；本实施方式中N取1500。

(8)根据以下算式进行单谱线插值，得到第一组采样序列修正后的离散频率k₀、k₀对应的离散傅里叶变换值Y1(k₀)以及检测电压信号的阻尼振荡频率f_d：

β₁＝Y1(k₁)/Y1(k₂)

k₀＝k₁+δ₁

其中：β₁和δ₁为单谱线插值算法的过程参量，f_s为检测电压信号的采样频率10MHZ。

(9)MCU再取采样点X₀之后的第m个采样点X_m，以采样点X_m为起始点从检测电压信号中截取N个连续的采样点X_m～X_N+m-1，m为大于1的自然数；本实施方式中m取200。

(10)根据以下算式对N个采样点X_m～X_N+m-1的电压值依次进行预处理及汉宁窗函数处理，计算得到各采样点的加窗预处理电压值：

F(X_i+m)＝V(X_i+m)·V(X_N+m-i)

其中：F(X_i+m)为采样点X_i+m的预处理电压值，V(X_i+m)为采样点X_i+m的电压值，V(X_N+m-i)为采样点X_N+m-i的电压值，i为自然数且0≤i≤N-1。

w_i+m＝0.5-0.5cos[2πi/(N-1)]

Fw(X_i+m)＝F(X_i+m)·w_i+m

其中：w_i+m为汉宁窗函数，F(X_i+m)为采样点X_i+m的预处理电压值，Fw(X_i+m)为采样点X_i的加窗预处理电压值，i为自然数且0≤i≤N-1。

(11)根据以下算式计算第二组采样序列中离散频率k₀对应的离散傅里叶变换值Y2(k₀)：

首先，根据以下算式得到离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换：

其中：Fw(X_i+m)为采样点X_i+m的加窗预处理电压值，Ω₀＝2π/N，j为虚数，i为自然数且0≤i≤N-1；本实施方式中N取1500。

然后，根据以下算式进行单谱线插值，计算得到第二组采样序列中离散频率k₀对应的离散傅里叶变换值Y2(k₀)：

β₂＝Y2(k₁)/Y2(k₂)

其中：β₂和δ₂为单谱线插值算法的过程参量。

(12)MCU根据测量电路单元的形式(本实施方式的测量电路为串联单元)、单元内一个已知的电路参数(本实施方式已知测量电路中的电容值)、傅里叶变换值Y1(k₀)和Y2(k₀)，计算测量电路中未知的电阻值和电感值：

其中：b为计算过程参量，C为串联单元中已知的电容值，本实施方式中C＝44.9uF；R_x为接触电阻值，L_x为测量电路单元的电感值，f_d为阻尼振荡频率，T_s为检测电压信号的采样周期T_s＝1/f_s，本实施方式中T_s＝10^-7s。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种接触电阻的在线测量系统，其特征在于：包括数字控制器、驱动电路、半桥型DC-AC电路、谐振电路、测量电路以及信号采样调理电路；其中：

所述驱动电路与数字控制器相连，用于将数字控制器提供的两路驱动信号进行放大后输出，分别控制半桥型DC-AC电路中两个开关管的通断；

所述半桥型DC-AC电路受数字控制器的驱动信号控制，从而输出方波信号；

所述谐振电路用于将半桥型DC-AC电路输出的方波信号转换成交流电压信号；

所述测量电路由接触电阻、电感和电容串联或并联组成且通过电感与谐振电路耦合，其以所述交流电压信号作为工作电压，通过阻尼振荡产生包含接触电阻阻值信息的测量电压信号并传送给谐振电路；

所述信号采样调理电路与谐振电路相连，用于对谐振电路接收到的测量电压信号进行采样及调理整形，输出检测电压信号；

所述数字控制器与信号采样调理电路相连，用于根据所述检测电压信号分析计算出接触电阻的阻值。

2.一种接触电阻的在线测量方法，包括如下步骤：

(1)构建一个由接触电阻、电感和电容串联或并联组成的测量电路；

(2)通过电感耦合的方式给所述测量电路施加一个电激励，使得该电路具有任一初始状态，然后撤销电激励，此时测量电路处于闭合回路并产生阻尼振荡响应；

(3)采集测量电路中电感电压并对其进行放大和滤波后得到对应的检测电压信号；

(4)以频率f_s对检测电压信号进行AD采样并截取其中N个连续的采样点x₀～x_N-1，并将这N个采样点的电压值组成采样序列V_N，N为大于1的自然数；

(5)对采样序列V_N加窗函数运算，得到加窗序列Y_N；

(6)对加窗序列Y_N进行离散傅里叶变换得到该序列对应的频谱F_N，找出频谱F_N中两个相邻的幅度峰值，对应的离散频率记为k₁和k₂；

(7)根据加窗序列Y_N计算出离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换值Y1(k₁)和Y1(k₂)；

(8)根据Y1(k₁)和Y1(k₂)通过单谱线插值算法计算出采样序列V_N修正后的离散频率k₀、k₀对应的一离散傅里叶变换值Y1(k₀)以及检测电压信号的阻尼振荡频率f_d；

(9)取采样点x₀之后的第m个采样点x_m，以采样点x_m为起始点从检测电压信号中截取N个连续的采样点x_m～x_N+m-1，并将这N个采样点的电压值组成采样序列U_N，m为大于1的自然数；

(10)对采样序列U_N加窗函数运算，得到加窗序列Z_N；

(11)根据加窗序列Z_N计算出离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换值Y2(k₁)和Y2(k₂)；

(12)根据Y2(k₁)和Y2(k₂)通过单谱线插值算法计算出k₀对应的另一离散傅里叶变换值Y2(k₀)；

(13)根据离散傅里叶变换值Y1(k₀)和Y2(k₀)以及阻尼振荡频率f_d计算出接触电阻的阻值。

3.根据权利要求1所述的在线测量方法，其特征在于：所述步骤(1)中通过对电感和电容的参数配置使得所述测量电路具备阻尼振荡条件。

4.根据权利要求1所述的在线测量方法，其特征在于：所述步骤(5)中通过以下算式对采样序列V_N进行窗函数运算：

Fw(x_i)＝F(x_i)×w_i

F(x_i)＝V(x_i)×V(x_N-i)

w_i＝0.5-0.5cos(2πi/(N-1))

其中：V(x_i)和V(x_N-i)分别为采样点x_i和x_N-i的电压值，F(x_i)为采样点x_i预处理后的电压值，Fw(x_i)为采样点x_i加窗运算后的电压值，w_i为采样点x_i对应的窗函数，i为自然数且0≤i≤N-1，Fw(x₀)～Fw(x_N-1)即组成了加窗序列Y_N。

5.根据权利要求4所述的在线测量方法，其特征在于：所述步骤(7)中通过以下算式计算离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换值Y1(k₁)和Y1(k₂)：

其中：j为虚数单位，Ω₀＝2π/N。

6.根据权利要求1所述的在线测量方法，其特征在于：所述步骤(8)中通过以下算式计算采样序列V_N修正后的离散频率k₀、k₀对应的一组离散傅里叶变换值Y1(k₀)以及检测电压信号的阻尼振荡频率f_d：

其中：β₁和δ₁均为单谱线插值算法的过程参量。

7.根据权利要求1所述的在线测量方法，其特征在于：所述步骤(10)中通过以下算式对采样序列U_N进行窗函数运算：

Fw(x_i+m)＝F(x_i+m)×w_i+m

F(x_i+m)＝V(x_i+m)×V(x_N+m-i)

w_i+m＝0.5-0.5cos(2πi/(N-1))

其中：V(x_i+m)和V(x_N+m-i)分别为采样点x_i+m和x_N+m-i的电压值，F(x_i+m)为采样点x_i+m预处理后的电压值，Fw(x_i+m)为采样点x_i+m加窗运算后的电压值，w_i+m为采样点x_i+m对应的窗函数，i为自然数且0≤i≤N-1，Fw(x_m)～Fw(x_N+m-1)即组成了加窗序列Z_N。

8.根据权利要求7所述的在线测量方法，其特征在于：所述步骤(11)中通过以下算式计算离散频率k₁和k₂对应的离散傅里叶变换值Y2(k₁)和Y2(k₂)：

其中：j为虚数单位，Ω₀＝2π/N。

9.根据权利要求1所述的在线测量方法，其特征在于：所述步骤(12)中通过以下算式计算k₀对应的另一组离散傅里叶变换值Y2(k₀)：

其中：β₂和δ₂均为单谱线插值算法的过程参量。

10.根据权利要求1所述的在线测量方法，其特征在于：所述步骤(13)中若测量电路由接触电阻、电感和电容串联，则通过以下算式计算出接触电阻的阻值：

若测量电路由接触电阻、电感和电容并联，则通过以下算式计算出接触电阻的阻值：

其中：R_x为接触电阻的阻值，L_x为测量电路中的电感值，C为测量电路中的电容值，T_s为采样周期且T_s＝1/f_s。