CN108880310A - 一种中压混合模块化多电平变换器的载波移相调制方法 - Google Patents

一种中压混合模块化多电平变换器的载波移相调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种中压混合模块化多电平变换器的载波移相调制方法，所述中压混合模块化多电平变换器包含：直流电源、变换器主电路、负载、数据采集模块、给定输入模块、PID控制器、驱动模块。所述载波移相调制方法包含：计算各桥臂载波相位角、计算参考电压、生成驱动控制信号。本发明适用于中压直流电能变换领域，不仅能增加输出电压电平数，还能在桥臂子模块数较少的情况下使得输出波形谐波较小，采用全桥和半桥型子模块的混合模块化拓扑节约成本且使变换器增加直流故障阻断能力。

Description

一种中压混合模块化多电平变换器的载波移相调制方法
技术领域
本发明涉及电能变换领域，特别是涉及一种中压混合模块化多电平变换器的载波移相调制方法。
背景技术
为了高能武器上舰，船舶电力功率不断提升，中压直流(medium voltage DC，MVDC) 电力系统逐步应用于舰船中。与传统中压交流(medium voltage AC，MVAC)电力系统相比，中压直流电力系统具有更高的能量传输效率。由于模块化多电平变换器(modularmultilevel converter,MMC)具有可扩展性强、低导通损耗、对滤波器要求较低等特点，因此，在中压直流电力系统中具有良好的应用前景。
半桥型模块化多电平换流器无法通过闭锁来迅速切断直流故障电流，严重制约了其在远距离输电场合的应用。全桥型模块化多电平换流器具备直流故障穿越能力，但是需要双倍数量的半导体器件，投资和运行损耗较大，限制了它的商业应用。因此一种中压混合模块化多电平变换器被使用，并提出调制方法。本发明主要解决中压直流电力系统中应用模块化多电平变换器遇到的以下问题：
1)在船舶中压直流电力系统中，由于变换器模块数较少，交流输出电压波形质量相对较差；
2)半桥型模块化多电平换流器无法通过闭锁来迅速切断直流故障电流；
3)全桥型模块化多电平换流器投资和运行损耗较大；
发明内容
本发明的目的是提出一种通用且使得多电平变换器输出平稳波形的驱动控制方法。本发明技术方案如下：
采用半桥和全桥型子模块混合的多电平变换器拓扑，用于中压直流电力系统中，在控制系统的框架中，基于通用的载波移相调制方法对变换器进行驱动控制，能够使其平稳输出多电平阶梯波信号，且具有直流故障阻断能力。
所述中压混合模块化多电平变换器的载波移相调制方法包括以下步骤：
步骤1：计算各桥臂载波相位角
中压混合模块化多电平变换器由直流电源、变换器主电路、负载、数据采集模块、给定输入模块、PID控制器和驱动模块组成，其中变换器主电路由三相组成，每相包含上下两个桥臂，每个桥臂均由N(N为正整数)个子模块及一个桥臂电抗器级联而成，每个桥臂的子模块由半桥型子模块和全桥型子模块组成，在上、下桥臂中，半桥型、全桥型子模块总和为 N，载波移相调制方法写在驱动模块中；
为了调制输出多电平阶梯波型，上桥臂的半桥型子模块和全桥型子模块所对应的相位角θph(i)和θpf(i)分别为见式(1)和式(2)，下桥臂的半桥型子模块和全桥型子模块所对应的相位角θnh(i)和θnf(i)分别见式(3)和式(4)；
其中k为整数，i∈[1,N]，N为桥臂子模块数目；全桥型子模块的载波频率为fcf，半桥型子模块的载波频率为2fcf，全桥型子模块载波为偶数列，半桥型子模块载波为奇数列，相邻载波间的相位差均为2π/N，上、下桥臂之间载波整体相位差为θ；
步骤2：计算参考电压
由于电容的充放电过程需要电压平衡控制，因此加上平衡因子Δu，保证多电平变换器输出的参考电压能够稳定，进而使得调制出的驱动信号能够平稳；
因此，上、下桥臂中的半桥型子模块对应的参考电压分别如(5)、(6)式，上、下桥臂中的全桥型子模块对应的参考电压分别如(7)、(8)式；
其中Udc为多电平变换器的直流母线电压，M(0≤M≤1)为电压调制比，ω0为模块化多电平变换器参考电压的角频率，为j相参考电压的相角，Δunj(i)为第j相下桥臂第i个子模块的补偿电压；
步骤3：生成驱动控制信号:
直流母线电压为每个子模块供电，采用以上步骤1所设置的载波相位角确定各个模块对应的载波信号，再基于步骤2的参考电压信号，利用脉冲宽度调制的原理生成驱动控制信号，对中压混合型模块化变换器进行的开关控制，最终平稳输出多电平的阶梯波电压。
本发明有以下效果：
1)在中压直流电力系统中，解决了变换器模块数较少，交流输出电压波形质量相对较差的问题；
2)多电平变换器能够有直流故障阻断能力；
3)提供了一种驱动控制模块化多电平变换器的通用方法；
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
附图说明
图1：中压混合型模块化多电平变换器系统框图；
图2：中压混合型模块化变换器主电路拓扑结构示意图；
图3：中压混合型模块化多电平变换器单相结构示意图(N＝6)；
图4：载波移相调制过程示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清除、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他的实施例中，都属于本发明保护的范围。
下面采用一个实施例进行详细说明，如图1，在中压混合模块化多电平变换器直流电源 1、变换器主电路2、负载3、数据采集模块4、给定输入模块5、PID控制器6以及驱动模块7组成，其中1为变换器主电路的直流侧提供母线电压，2采用半桥全桥混合型拓扑承担电能变换任务，能将直流电变换成交流电进行多电平阶梯波的输出，3接收2的电能变换的交流输出电压进行工作，4采集3的电压信号，传递并和5给定理想的输出电压做残差计算，输入给6进行PID控制，将残差进行快速消除，利用PID之后的信号作为参考信号传递给7，其中7中集成了本发明提出的载波移相调制方法，进而生成驱动控制信号，控制2，使其输出平稳波形。
图2为中压混合型模块化变换器主电路拓扑结构示意图，所述的中压混合模块化多电平变换器，其包括将直流电输入变换器的直流侧，将逆变所得交流电传输给负载的交流测，以及结合半桥型子模块与全桥型子模块的变换器主体。模块化多电平变换器由3相6桥臂组成，每个桥臂都由N个子模块与电感L0级联而成。其中Udc表示直流母线电压，uvj表示模块化多电平变换器第j(j∈{a,b,c})相输出电压，upj和unj表示上、下桥臂电压。每个桥臂的子模块由半桥型子模块和全桥型子模块组成，两种子模块个数分别为Nh和Nf(Nh+Nf＝N)。
其中半桥子模块与全桥子模块均由IGBT、电容和二极管组成，电容用于储存能量，支撑直流电压，提供交流电平，通过IGBT来控制子模块的工作状态，即用于投入和切除子模块，二极管用于续流和直流故障阻断能力。
图3为中压混合型模块化多电平变换器单相结构示意图，以每个桥臂6个子模块的结构为例，为能够有效阻断直流故障时大电流的冲击，具有直流故障穿越功能的模块占比至少为50％，其中全桥型子模块具有直流故障穿越能力，半桥型子模块由于二极管的续流作用，不能清除直流故障，因此排列方式为3个半桥型子模块和3个全桥型子模块相邻交替排列。本发明所述的中压混合模块化多电平变换器的载波移相调制方法有以下特征：
(1)半桥型子模块的载波频率为fch，全桥型子模块的载波频率为fcf，其中fch＝2fcf；
(2)半桥型子模块载波为奇数列，全桥型子模块载波为偶数列，相邻载波间的相位差均为π/3，下桥臂全桥型子模块载波初相角为(2k+1)π；
(3)上、下桥臂之间载波整体相位差为θ；
(4)载波移相调制方法步骤如下：
步骤1：计算各桥臂载波相位角
变换器主电路由三相组成，每相包含上下两个桥臂，每个桥臂均由6个子模块及一个桥臂电抗器级联而成，每个桥臂的子模块由半桥型子模块和全桥型子模块组成，在上、下桥臂中，半桥型、全桥型子模块总和为6，载波移相调制方法写在驱动模块中；
为了调制输出多电平阶梯波型，上桥臂的半桥型子模块和全桥型子模块所对应的相位角θph(i)和θpf(i)分别为见式(1)和式(2)，下桥臂的半桥型子模块和全桥型子模块所对应的相位角θnh(i)和θnf(i)分别见式(3)和式(4)；
其中k为整数，i＝1,2,3,4,5,6；全桥型子模块的载波频率为fcf，半桥型子模块的载波频率为 2fcf，全桥型子模块载波为偶数列，半桥型子模块载波为奇数列，相邻载波间的相位差均为π/3，上、下桥臂之间载波整体相位差为θ；
步骤2：计算参考电压
由于电容的充放电过程需要电压平衡控制，因此加上平衡因子Δu，保证多电平变换器输出的参考电压能够稳定，进而使得调制出的驱动信号能够平稳；
因此，上、下桥臂中的半桥型子模块对应的参考电压分别如(5)、(6)式，上、下桥臂中的全桥型子模块对应的参考电压分别如(7)、(8)式；
其中Udc为多电平变换器的直流母线电压，M(0≤M≤1)为电压调制比，ω0为模块化多电平变换器参考电压的角频率，为j相参考电压的相角，Δunj(i)为第j相下桥臂第i个子模块的补偿电压；
步骤3：生成驱动控制信号:
直流母线电压为每个子模块供电，采用以上步骤1所设置的载波相位角确定各个模块对应的载波信号，再基于步骤2的参考电压信号，利用脉冲宽度调制的原理生成驱动控制信号，对中压混合型模块化变换器进行的开关控制，最终平稳输出多电平的阶梯波电压。
图4为载波移相调制过程示意图，半桥型子模块的载波频率为fch，全桥型子模块的载波频率为fcf。由于全桥型子模块开关器件数目为半桥型子模块开关器件数目的两倍，从平衡器件间损耗角度，可设fch＝2fcf。半桥型子模块的载波为奇数列C1、C3、C5，每相邻两条载波之间的相位差均为4π/N；全桥型子模块的载波为偶数列C2、C4、C6，每相邻两条载波之间的相位差均为2π/N，下桥臂FBSM载波初相角为(2k+1)π，上、下桥臂之间载波整体相位差为θ。
本发明基于应用在中压等级下的混合型模块化多电平变换器，使用半桥子模块与全桥子模块的混合型结构中，在保留两种子模块拓扑各自独有的调制方式的前提下，通过两种频率不同的载波的相互搭配，可使在不同子模块比例以及不同排列的情况下，均得到良好的波形输出。在每个桥臂由N个子模块的情况下，输出2N+1个阶梯波，以此来减小输出的谐波，做到中压模块数较少的情况下，仍有较好的输出效果。
表1所示为桥臂子模块N＝6，传统调制策略与改进后调制策略子模块在比例为1:1时，不同排列下的输出相电压总谐波含量对比。在传统策略中，排列2与排列4输出电压总谐波含量明显高于其他排列方式，实则为波形发生了畸变，说明在这两种排列下传统调制策略并不适用。而改进策略在所列排列下，输出电压THD均维持在6％～6.5％之间。
表1
表2所示为桥臂子模块N＝6时，不同子模块比例下，使用改进调制策略输出相电压总谐波含量对比。可以看出，全桥型子模块个数从0增加到6，输出电压总谐波含量保持在6％～6.5％之间。其中当全桥型子模块个数为0时，为半桥型模块化多电平变换器；当全桥型子模块个数为6时，为全桥型模块化多电平变换器。说明子模块比例的变化不会对调制结果造成较大的影响，说明改进后的调制策略是一种适用于混合型MMC的通用调制策略。
表2

Claims (1)

1.一种中压混合模块化多电平变换器的载波移相调制方法，其特征在于包括以下步骤：
步骤1：计算各桥臂载波相位角
中压混合模块化多电平变换器由直流电源、变换器主电路、负载、数据采集模块、给定输入模块、PID控制器和驱动模块组成，其中变换器主电路由三相组成，每相包含上下两个桥臂，每个桥臂均由N(N为正整数)个子模块及一个桥臂电抗器级联而成，每个桥臂的子模块由半桥型子模块和全桥型子模块组成，在上、下桥臂中，半桥型、全桥型子模块总和为N，载波移相调制方法写在驱动模块中；
为了调制输出多电平阶梯波型，上桥臂的半桥型子模块和全桥型子模块所对应的相位角θph(i)和θpf(i)分别为见式(1)和式(2)，下桥臂的半桥型子模块和全桥型子模块所对应的相位角θnh(i)和θnf(i)分别见式(3)和式(4)；
其中k为整数，i∈[1,N]，N为桥臂子模块数目；全桥型子模块的载波频率为fcf，半桥型子模块的载波频率为2fcf，全桥型子模块载波为偶数列，半桥型子模块载波为奇数列，相邻载波间的相位差均为2π/N，上、下桥臂之间载波整体相位差为θ；
步骤2：计算参考电压
由于电容的充放电过程需要电压平衡控制，因此加上平衡因子Δu，保证多电平变换器输出的参考电压能够稳定，进而使得调制出的驱动信号能够平稳；
因此，上、下桥臂中的半桥型子模块对应的参考电压分别如(5)、(6)式，上、下桥臂中的全桥型子模块对应的参考电压分别如(7)、(8)式；
其中Udc为多电平变换器的直流母线电压，M(0≤M≤1)为电压调制比，ω0为模块化多电平变换器参考电压的角频率，为j相参考电压的相角，Δunj(i)为第j相下桥臂第i个子模块的补偿电压；
步骤3：生成驱动控制信号:
直流母线电压为每个子模块供电，采用以上步骤1所设置的载波相位角确定各个模块对应的载波信号，再基于步骤2的参考电压信号，利用脉冲宽度调制的原理生成驱动控制信号，对中压混合型模块化变换器进行的开关控制，最终平稳输出多电平的阶梯波电压。
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