CN108736949B - 发射/接收波束成形信号生成 - Google Patents

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Abstract

本申请公开一种发射/接收波束成形信号生成。发射和/或接收波束成形信号生成包括压控振荡器(VCO 501)，用于根据较低或较高频率载波频率的选择而生成较低或较高主频率输出信号。本地振荡器(502、503)响应于主频率输出信号而生成正交形式本地振荡器信号。一个或更多个混频器级410和420响应于接收信息信号和正交形式本地振荡器信号而生成边带。一个或更多个混频器级410和420响应于当选择较低频率载波频率时开发的边带中的较低边带的高侧注入404而生成输出信息信号，并且响应于当选择较高频率载波频率时开发的边带中的较高边带的低侧注入而生成输出信息信号。可执行发射和接收阵列408的多频带操作。

Description

发射/接收波束成形信号生成
技术领域
本申请涉及发射/接收波束成形信号生成。
背景技术
下一代通信系统包括多输入、多输出(MIMO)收发器以在无线发射系统中容纳高的数据吞吐量。例如，在MIMO系统中的发射器通常被排列为发射器元件的阵列，其中每个发射器元件被耦合到各自的天线，并且其中各天线通常以选择的射频(RF)与相邻的天线物理地隔离波长的一部分(例如，半波长)。阵列中的发射器元件中的每个可以关于相邻发射器元件(例如，排列成行或列的连续发射器元件)被相移。相邻发射器元件的相移基于空间中电磁波的建设性相加而生成较高有效输出功率(例如，当与各发射器元件中的每个的平均功率输出的和相比时)。发射器元件中的每个由相对复杂的RF电路驱动，使得RF电路的相对成本是系统成本的相当大的部分。
发明内容
在描述的示例中，低功率发射和/或接收天线阵列系统被布置用于增强发射的波形的有效功率。在至少一个实施例中，描述了用于波束聚焦发射器和基于相位的波形重建的三角(trigonometric)加权矢量调制技术。用于三角加权矢量调制的技术包括(例如)以LO(本地振荡器)和RF频率的基带标量加权和正交定相信号。发射和接收阵列的多频带操作以响应于由适度调谐范围的压控振荡器(VCO)产生的正交信号而组合的两个或更多个LO频率根据不同的边带被执行，使得例如适度调谐范围的VCO能够用于针对相对宽的操作频率范围生成信号。使用可重配置的分频器和倍频器相参地生成本地振荡器(LO)频率。描述的实施例提供以基带频率加载的最小信号，提供由于电流模式操作和使用升频和/或降频转换器混频器的边带组合引起的低失真，并且允许用于发射/接收阵列的较低功率和面积消耗。
附图说明
图1A是波束成形MIMO发射器100的架构的示意图。
图1B是用于生成LO信号和正交的移相器108的各种示例实施例的示意图。
图2是波束成形MIMO接收器的架构的示意图。
图3是VCO多相正交信号生成电路的示意图。
图4是根据示例实施例的波束聚焦MIMO发射器的发射器元件的架构的示意图，该波束聚焦MIMO发射器包括交叉耦合的正交混频器元件。
图5是根据示例实施例的用于调制波束聚焦MIMO发射器的发射器元件的本地振荡器(LO)的示意图。
图6是根据示例实施例的基带移相器电路的示意图。
图7是根据示例实施例的用于针对矢量调制器生成三角权重(weightage)的标量元件的示意图。
图8是根据示例实施例的一个本地振荡器升频转换混频器的示意图。
图9是根据示例实施例的一个本地振荡器升频转换混频器的示意图，该一个本地振荡器升频转换混频器包括可编程的分段晶体管。
图10是根据示例实施例的两个本地振荡器升频转换混频器的示意图。
图11是根据示例实施例的用于中频水平三角加权的发射器元件的示意图。
图12是根据示例实施例的用于基带三角加权的接收器元件的示意图。
图13是根据示例实施例的用于射频三角加权的接收器元件的示意图。
图14是根据示例实施例的用于针对本地振荡器选择第一和第二乘法阶次操作的值的流程图。
具体实施方式
贯穿随后的说明和权利要求使用确定的术语以指代特定的系统组件。各种名称可用于指代特定的组件(或系统)，其中本文不必要在名称不同而非功能不同的组件之间做出区分。此外，系统可以是另一个系统的子系统。在随后的讨论和权利要求中，术语“包括(including)”和“包含(comprising)”用于开放式的方式，并且相应地被解释成意为“包括，但不限于…”。此外，术语“耦合至”或“与…耦合”(等)意在描述间接或直接的电连接。因此，如果第一装置耦合至第二装置，其连接可以通过直接电连接，或经由其他装置和连接通过间接电连接做出。术语“部分”可以意为整体部分或少于整体部分的部分。术语“分量”可以意为在对信号进行的较早(例如，“上行”)操作中引入信号中的信号的部分。
如本文所述，基于MIMO(多输入、多输出)的发射器和接收器通过控制多个低功率发射器和接收器元件的阵列用于与相似元件同时且并行工作来实现较高的有效输出或输入功率。例如，发射器元件包括“同相”数模转换器(DAC)；同相基带模拟滤波器，用于调制同相DAC的输出；正交DAC；正交基带模拟滤波器，用于调制正交DAC的输出；升频转换混频器，用于组合同相和正交基带滤波器的输出；以及放大器，用于放大升频转换混频器的输出并且用于将放大的输出耦合至相应的天线。M数量的多个低功率发射器元件中的每个同时工作，例如，每个功率发射器元件发射相应的信号，该相应的信号具有与相邻发射器元件所发射的信号不同的相移。(相邻发射器元件可以包括布置成行和/或列的连续发射器元件。)同时工作多个发射器元件的协作增加了，例如有效发射的功率(例如，经由聚焦发射的波束)和/或发射的波形的信噪比。
类似地，基于MIMO的接收器包括接收器元件的阵列，其中每个功率接收器元件耦合至天线阵列中的相应的天线，其中各天线与相邻天线物理地分开波长的部分(例如，半波长)。接收器元件包括，例如放大器，用于放大从相应的天线接收的输入信号；同相滤波器，用于滤波放大的输入信号；同相模数转换器(ADC)，用于数字化同相滤波的放大的输入信号并且将数字化的同相值耦合至数字信号处理器(DSP)；正交滤波器，用于滤波放大的输入信号；正交ADC，用于数字化正交滤波的放大的输入信号并且将数字化的正交值耦合至DSP。DSP是“后端”处理器，其被布置成相移并组合来自每个相应的接收器元件的数字化的正交值中的每个，使得例如升高天线阵列的有效增益。
例如，接收器元件阵列中的M个接收器元件中的每个通过信号的接收器后端(例如，数字)处理而被选择性地相移用于建设性的组合，该信号由接收器元件阵列中被选择性地相移的M个接收器元件接收。当与各接收的信号中的任何一个相比时(例如，当噪声不相关时，基于相关的并且建设性地同相相加的信号的每个副本)，接收器后端处理的建设性的组合实现了对于组合的信号的较高信噪比(SNR)。例如，通过接收器后端处理的建设性的组合实现接收信号的空间滤波。相应地，当与从相应的接收器元件获得的接收信号的各波形中的每个的SNR相比时，后端处理导致较高的有效信噪比。
MIMO发射器和接收器(例如，包括收发器)被广泛地用于新兴应用，诸如用于下一代通信系统(例如，5G-水平服务)的自动雷达和数据通信集成电路(IC)。为了改善效率，使用MIMO技术的通信系统通常以紧凑的、功率高效的方式实施。为了改善成本有效性，最大可再用架构被描述为根据确定设计的多个射频(RF)频带的使用是可扩展的(例如，其中新兴系统被设计用于在28GHz和35GHz频带内操作)。这种系统被提出以使用在16和512个天线之间的阵列(例如，根据两者的功率)，针对手持装置和基站使用大阵列的紧凑天线，其中手持装置和基站包括瓦片(tile)，其中每个瓦片包含四个天线阵列。在各种实施例中，接收器和发射器被描述用于处理两个中心频率(例如，28GHz和35GHz)。
随着系统复杂度和集成水平的增长，基于MIMO的系统越来越多地使用低功率和低面积的发射器和接收器，用于实现具有商业可行的方案。根据各种通信标准，天线(例如，天线阵列)处常常需要单边带RF输出。
在第一发射器架构中，基带频率处的正交形式(in quadrature)信号(例如，具有同相信号和与同相信号有正交相位关系的正交信号)与正交本地振荡器信号的级混频(例如，用于生成单边带RF发射信号用来传输)。第一发射器架构通常适合于集成片上系统实施方式。
在第二发射器架构中，发射器通过对有限带宽的本地振荡器模拟信号进行相移来生成正交形式信号(例如，其中由一个或更多混频器级生成单边带RF发射信号用来传输，其中每个混频器级响应于正交形式本地振荡器信号，其中正交形式本地振荡器信号根据选择的频率生成)。
第一和第二发射器架构可应用于相应的第一和第二接收器架构，其中例如，降频转换RF电路的输出可以是差分信号(根据第一接收器实施例)或模拟/基带频率水平的正交差分信号(根据第二接收器实施例)。
使用混频器用于生成输出信号的各种发射器架构响应于正交输入信号和正交本地振荡器(LO)信号，根据：
cos(ωLO+ωBB)t＝cos(ωLOt)cos(ωBBt)-sin(ωLOt)sin(ωBBt) (公式1)
其中ωBB是基带频率处的第一正交输入信号，ωLO是具有比基带频率更高频率的第二正交输入信号，以及t是时间。第一和第二正交输入信号各自包括第一信号和第二信号，第二信号具有包括的第一信号的频率和与包括的第一信号90度的相位关系。
图1A是波束聚焦MIMO发射器100的架构的示意图。数字信号处理元件101被布置用于后端信号处理(例如，处理信号用于发射和处理数字化的接收信号)。数字信号处理元件101生成发射数据和相位信息用于发射选择的输出信号。发射数据和相位信息被转移至数量M个正交DAC(至针对第一信道的数模转换器102-A1和102-A2以及至针对最后信道的延伸至DAC 102-M1和102-M2的(例如，选择的数量)M个信道的序列)。数量M的基带滤波器(103-A1和103-A2以及延伸至103-M1和103-M2的基带滤波器的序列)被布置用于减少由相应的正交数模转换器(例如，DAC 102-A1和102-A2到102-M1和102-M2)生成的相应的基带信号的混叠和谐波。基带信号被抗混叠滤波器(例如，滤波器103-A1和103-A2到103-M1和103-M2)滤波之后，滤波的基带信号分别使用数量M的升频转换正交混频器(混频器104-A1和104-A2到104-M1和104-M2)被升频转换，该数量M的升频转换正交混频器输出的相应的升频转换信号耦合至数量M的高频功率放大器(106-A和延伸到106-M的放大器的序列)的输入。高频功率放大器的输出分别耦合至每个天线(107-A和延伸到107-M的天线的序列)。波束聚焦MIMO发射器100包括移相器108，用于生成LO信号和正交。
图1B是用于生成LO信号和正交的移相器108的各种示例实施例的示意图。例如，移相器108可以是根据108-A、108-B和108-C移相器实施例中的任何一个的移相器。
移相器108-A包括数量M个压控振荡器(VCO 109-A和延伸至109-M的VCO的序列)，其中M数量的VCO(例如，109)中的每个包括耦合到正交(QUAD)分频器(110-A和延伸至110-M的分频器的序列)中的每个的相应一组输入的输出。移相器108-A实施例适合(例如)用于VCO，其中每个这种VCO覆盖窄的调谐范围，并且其中许多这种VCO(例如，其中VCO中的每个覆盖较大频率范围中的不同频率范围)用于覆盖覆盖范围的全部频率范围(例如，通过选择能够以覆盖范围的频率范围内的目标频率进行操作的特定VCO)。正交分频器(例如，110-A至110-M)中的每个的相应的输出(例如，LO-I和LO-Q)根据(“<”)信号φ1到φM被输出至相应的混频器。正交分频器输出差分地耦合至相应的升频转换混频器(例如，相应的一对升频转换混频器104)。
移相器108-B示出一种配置，其中振荡器(111-A至111-M)经由复用器112被复用，复用器112进而选择性地输出由数量M个VCO(111-A和至111-M的VCO的序列)中选择的一个所生成的选择的基带信号并将选择的输出提供至数量M的正交分频器(113-A和至113-M的分频器的序列)，以获得用于分别耦合至数量M个混频器(例如，升频转换混频器)104中相应的一对混频器的正交输出。
移相器108-C示出一种配置，其中VCO 114的输出被提供至数量M的正交分频器(115-A到115-M)，其中每个正交分频器115提供耦合至相应M个正交升频转换混频器的正交输出。相应地，移相器108-C适合用于从宽的调谐范围VCO接收输入信号。
图2是波束聚焦MIMO接收器的架构的示意图。多路径接收器200包括协作接收器元件的阵列。数量N的前端天线(206-A到206-N)分别耦合至数量N的低噪声放大器(LNA 205-A到205-N)。来自LNA的输出分别耦合至对应的数量N的低通基带滤波器(滤波器203-A1和203-A2到203-N1和203-N2)的相应差分输入。来自低通基带滤波器(例如，203)的输出分别正交形式耦合至数量N的模数转换器(ADC 202-A1和202-A2到202-N1和202-N2)的相应对。模数转换器(例如，ADC 202)的输出耦合至接收器数字信号处理器201，其中DSP 201被布置为处理每个相应的数字输出流，使得例如前端天线的定向波瓣(lobe)通过软件控制被有效地定向(其例如，增强了定向增益并且增加了信噪比)。
图3是VCO多相正交信号生成电路的示意图。例如，VCO多相正交信号生成电路可以是根据300-A、300-B和300-C中的任何一个的VCO多相正交信号生成电路。
正交生成器300-A是单-VCO多相正交信号生成器并且包括用于耦合(例如，同相)差分信号至缓冲器302的差分VCO 301，缓冲器302进而驱动(例如，使用同相差分信令)多相正交生成器(PPF I/Q GEN)303。多相正交生成器303被布置为生成针对同相信号I和正交信号Q中的每个的输出对，其分别耦合至数量M的移相器304-A到304-M，其中每个移相器(例如，304)被布置为相移相应的耦合输入信号对。每个移相器304被布置为根据相移操作进行操作：
其中/>
其中是针对每个发射器(或接收器)元件选择的相移。参数α和β针对每个移相器(例如，304-A)经由软件(例如，在DSP 201上执行的软件的控制下)是各自可控制的，并且被选择以控制由各移相器(例如，304-A)提供的相移。在发射器元件中的每个移相器用α和β的潜在不同的值进行编程，其中αi≠αj且βi≠βj，例如，其中i和j指示特定的相邻发射器元件。
每个移相器(例如，304中的一个)的差分输出分别耦合至数量M的各正交生成器(305-A到305-M)中的一个的相应的差分输入。每个正交生成器(例如，305中的一个)的输出对(其包括同相“I”和正交相“Q”信号)耦合至相应的升频转换混频器(例如，104或204)的正交和同相输入。正交生成器300-A消耗相对大量的功率和面积，部分地基于缓冲器302的数量用于补偿与多相移相器网络相关联的信号损失。此外，缓冲器302还增加基于相关联热噪声贡献的带外相位噪声。
正交生成器300-B是根据上面介绍的正交信号生成器方法的双-VCO正交信号生成器。一般地，正交生成器300-B包括两个VCO，其中的每个包括交叉耦合的输出用于生成正交信号。正交生成器300-B包括两个交叉耦合的VCO 306-A(VCOI)和306-B(VCOQ)。VCO 306-A和306-B提供正交输出，其可以是使用数量M的矢量调制器(例如，矢量调制器307-A到307-M)求和的矢量，用于根据公式2和公式4相移输入信号。矢量调制器(例如，307)的输出耦合至M个协作的(例如，同时一起工作的)正交移相器308-A到308-M的相应的输入。正交移相器(例如，308)中的每个包括差分正交输出，其耦合至相应的发射器混频器(例如，升频转换混频器104中的一个)的相应输入。正交生成器300-B占用相对大的面积(例如，通常被VCO电感器耗用)并且承担由包括的电感分量引起的增加的串音。
正交生成器300-C是根据上面介绍的单-VCO无源正交相移方法的单-VCO无源正交相移生成器。一般地，正交生成器300-C包括单个VCO 309，其包括(例如，差分)输出，该输出耦合至正交混合器(Q-HYB)310(例如，根据传输线理论)。正交混合器310的差分输出可以是使用数量M的矢量调制器(311-A到311-M)求和的矢量，用于根据公式2相移输入信号。矢量调制器(例如，311)中的每个的输出耦合至数量M个同时工作的正交移相器(312-A到312-M)中的一个的相应输入。正交移相器(例如，312)中的每个包括差分正交输出，其耦合至相应发射器混频器(例如，升频转换混频器104中的一个)的相应输入。正交移相器(例如，312)可以使用正交混合器制造技术实施。
在一种收发器架构中，相移可以由以下提供：(a)基带或低频收发器电路，(b)LO或信号生成频率收发器电路，和/或(c)RF(例如，发射/接收)电路。在一种发射器架构中，相移可以在基带或LO频率电路中执行，因为(例如)单个边带组合响应于基带或LO频率被确定。以RF频率执行相移消耗功率并且占用基板的面积。在一种接收器架构中，相移可以在RF或LO频率电路中执行。一般地，相移使用以LO频率操作的电路被执行，部分由于与信号路径中的移相器操作(在低频基带或RF频带中操作)相比，在信号生成中获得的较高相位精确性，以及较少噪声贡献。
图4是根据示例实施例的波束聚焦MIMO发射器的发射器元件的架构的示意图，该波束聚焦MIMO发射器包括交叉耦合的正交混频器元件。MIMO发射器包括数量N的发射器元件(400-A到400-N)，其中每个发射器元件与其他这种发射器元件并行地(并且同时地)工作，以当由相应天线辐射时生成输出信号用于空间地组合。相应地，N个发射器元件400-A到400-N中的每个作为MIMO发射器的元件进行协作，MIMO发射器被布置为发射输出信号用于空间地组合(例如，用于通过空间组合的发射波形的建设性干涉提高有效功率和方向性)。每个发射器元件(例如，400-A)的基带功能性可以使用与用于实施RF功能性的集成电路技术不同的集成电路技术来实施(例如，基带电路部分可以使用CMOS技术制造以及RF电路部分可以使用硅锗制造)。
发射器元件中的每个包括在每个发射器元件(例如，发射器元件400中的一个)的输入处的数量N的多相移相器(例如，PPF 401-A到401-N)。根据特定系统应用，多相移相器(例如，401-A至401-N)可以使用差分输入(例如，从缓冲器302的输出耦合)或正交输入输入(例如，从多相正交生成器303的输出耦合)。多相移相器的输入被布置为接收由(例如)DAC生成的基带输入信息信号(BBI)，DAC根据将要发射的信息被处理器编程。当基带输入是差分的时，多相移相器(例如，PPF 401中的一个)通过正交相移和滤波来处理基带信号。相移的度数可以可选地形成为“硬连线”和/或使用模拟和/或数字技术“调度之后可选择的替代物(例如，可编程开关激活的)”。
多相移相器(例如，PPF 401-A)被布置为低通和高通滤波器的多个级，将低通和高通截止点(cutoff)确定为单阶时间常数。在一些实施例中，多相移相器被布置为1)获得给定波形的正交相位，和2)执行相移。相移的度数由正交相位的矢量求和使用标量因子(参数α和β)来确定。例如，相移根据确定，其取决于由正交信号提供的I(t)和Q(t)，其分别由参数α和β衰减。
多相移相器401的输出耦合至三角加权比例缩放器/三角加权定标器(scaler)(例如，402-A1和402-A2到402-N1和402-N2)。三角定标器中的每个(例如，402中的一个)根据三角比例缩放因子/三角定标因子α和β提供衰减版本的输入信号。根据公式2和公式3，基于将由发射器元件(例如，400-A)执行的相移的度数，为一个或更多个设计应用确定衰减因子(例如，在引导时间通过DSP 101或者初始地通过电路设计者)。三角加权定标器402的输出耦合至正交混频器元件(例如，403-A1、403-A2、403-A3、403-A4到403-N1、403-N2、403-N3、403-N4)的第一混频器级410。
根据公式2，使用(例如，线实施的)组合器404-A1将来自正交混频器元件403-A1和403-A3的输出电流一起求和以获得升频转换至IF频率的第一相移版本的输入基带信号。类似地，根据公式3，使用(例如，线实施的)组合器404-A2将来自正交混频器元件403-A2和403-A4的输出电流从彼此互相减去以获得升频转换至IF频率的第二相移版本的输入基带信号。
相应地，组合器404-A1和404-A2的输出是IF频率处的正交相位信号(正交形式信号)，其中IF频率是基带频率和第一本地振荡器频率的和(例如，IF＝LO1+BB)。组合器404-A1的输出根据αI+βQ(见公式2)生成，而组合器404-A2的输出根据αQ-βI(见公式3)生成。组合器404-A1和404-A2的输出(例如，其是正交IF信号)耦合至正交混频器405-A1和405-A2的第二混频器级420。一般地，正交混频器的第一混频器级410的输出分别耦合至正交混频器的第二混频器级420(其根据不同于第一混频器级410的LO信号的LO信号而操作)的相应的输入。
根据LO信号的至少两个正交级来展开公式1：
其中ωLO1是具有比基带频率更高频率的第二正交输入信号，以及ωLO2是具有比基带频率更高并且不同于ωLO1的频率的第三正交输入信号。在各种实施例中，在上面(公式1)和(公式4)中示出的组成信号中的每个处，正交相位的示例基本单边带组合可以被扩展成包括正交输入信号的多级(例如，包括多于三个频率)。
单边带输出信号是响应于针对正交输入信号中的每个的正交定相而被生成。例如，对于单级升频转换，基带和LO频率的每个被正交形式提供；并且对于两级升频转换，三个分量(基带、第一LO和第二LO)中的每个被正交形式提供。
基带频率处的正交生成通常使用对于低频成本效益好的模拟电路技术来实施，而在较高LO频率处的正交生成电路通常更昂贵(例如，包括关于功率和面积两者)。另外，用于在基带频率水平和LO频率水平两者处的正交生成的电路对选择的频率是相对特定的。对于跨越各种选择的频率进行工作的单个设计，附加电路被包括为可再用收发器电路设计以适应频率计划中的变化(例如，根据在不同国家中的不同频率使用分配)，收发器电路针对其被用在不同载波的手机中。例如，设计为在28GHz(例如，在美国和欧洲)和35GHz(例如，在日本)两者处进行操作的发射器能够消耗相对大的基板面积，因为正交混合被布置以在两个频率中的选择的一个处进行操作。
发射器元件400-A到400-N中的每个根据α和β的不同值被编程，导致波束聚焦发射器阵列的需要的相位粒度(例如，180/N)。相应地，三角加权定标器402是根据由系统DSP针对相邻发射器元件的发射波形的空间组合(例如，通过建设性的组合)所选择的相移用于相移发射器元件(例如，响应于从用于编码和发射的处理器接收的输入信息信号而生成)的输出信息信号。
如下关于图9所讨论的，使用对混频器定标的因子可选地实施三角定标。例如，混频器可以通过对基带晶体管进行分段被定标，用于将相关联的升频转换组合器404驱动到功能较小的分段中并且选择功能较小的分段晶体管中的一个或更多个。基带晶体管可以通过并联较小的晶体管并且选择(例如，经由掩膜编程或可编程晶体管开关)较小的晶体管中的不同晶体管被分段，使得选择的晶体管根据选择的三角比来定标。
在放大和传输之前，第一和第二LO级频率(例如，LO1和LO2)两者都被正交形式生成并且从LO生成块500-A和500-B被接收(如下关于图5所述)。
升频转换组合器的组合器元件(例如，404-A1和404-A2到404-N1和404-N2)被布置为(例如)通过没有附加组件而将两根线连接在一起以(例如，电的)电流模式来组合输入信号。由于在相关联的信号路径中没有存在附加有源电路组件，线组合器连接节省功率和面积两者，并且避免线性限制。
发射器元件(例如，400-A)的基带移相器(例如，401)、标量放大器(例如，402)、滤波器(例如，403)和升频组合器(例如，404)被布置用于矢量调制。相应地，基带移相器(例如，401中的一个)、标量放大器(例如，402中的相关联的一个)、滤波器(例如，403中的相关联的一个)和升频转换器(例如，电流求和)混频器(例如，404中的相关联的一个)是矢量调制器。矢量调制器的输出分别耦合至相应混频器的第二级(例如，405-A1和405-A2到405-N1和405-N2)。混频器405的第二级从LO信号生成元件(例如，500-A或500-B)接收第二组正交信号(例如，LO2I、LO2Q)。
在每个发射器元件中来自混频器的第二级(例如，405-A1和405-A2)的输出耦合至相应的组合器(例如，电流求和器406-A到406-N)，以生成单边带输出。电流求和器是实施为(例如，线的)连接(其不需要任何有源电路，节省电路功率和面积，并且避免信号失真，其有助于保持正被求和的信号的动态范围)的组合器。来自电流求和器(例如，406-A到406-N)的输出信号耦合至相应的功率放大器(例如，407-A到407-N)，其被选择用于提供对处于选择的期望中心频率的相应输出信号的放大。
在一个实施例中，电流求和器406和功率放大器407可以被除去，并且通过将一对升频转换混频器(例如，具有交叉耦合输入的组合器404-A1和404-A2)的输出直接一起耦合在天线处，(否则由电流求和器406执行的)电流总和可以出现在天线处。例如，当将组合器耦合(例如如下参照图9和图10所讨论的)为电感加载天线时，在天线处的相应对的升频转换组合器的输出的耦合提供了相对高的线性度，其可以配置用于近场通信。
成本效益好的、下一代MIMO系统可选地包括用于重新配置发射器元件至不同的操作频率的电路，使得例如相同的移动硬件电路可以在世界上多个国家使用(例如，其中各个国家可以分配与其他国家不同的频率“谱”)。两个通用的频带包括28GHz和35GHz的RF中心频率。相应地，本文所述的可重新配置的发射器和接收器元件用于在这些频带中操作。(一些前端调谐元件具有基板外的组件，其可以被相对容易地改变，并且其促使适应用于优化性能的不同天线尺寸和结构。)
讨论了在期望的给定频率处正交信号生成的两个实施例。第一实施例包括正弦音调的正交生成，其可以是VCO的输出。VCO的输出可以耦合为LO信号，其中LO是相对低频信号，使得VCO可以根据特定发射器频率相对容易地被调谐。随着发射器频率从28GHz改变到35GHz，宽的调谐范围VCO和宽带正交移相器可以用于适应频率中的改变。在第二实施例中，不同的一组调谐元件(例如，用于VCO的谐振器和用于正交的移相器元件)可以根据第二实施例通过在电路的集成电路制造期间改变金属掩膜来形成。
在两个实施例中都布置了处理器(诸如DSP)以对本地振荡器(例如，下面讨论的乘法阶次操作单元500-A或500-B，其被布置为执行乘法阶次操作，诸如响应于选择的整数的乘法和除法)编程和/或重新编程，用于根据第一载波频率生成第一和第二LO信号并且用于根据第二载波频率生成第一和第二LO信号。(DSP也被布置为编程各种多相移相器、三角加权定标器、选择混频器的多分段晶体管的晶体管分段(例如，见图9和图10)、以及其他依赖频率的可配置电路。)
用于生成处于高频的LO信号的各种方法包括：(a)倍频法，其中以两倍(例如，发射器)频率操作的VCO进一步除以因子2(例如，使得加倍的频率除以4)；(b)单VCO多相正交相移法，其中VCO以与发射器相同的频率操作，但是响应于多相正交生成而针对波束聚焦操作被相移；(c)双VCO法，其中两个VCO相互交叉耦合以生成正交信号并且响应于多相正交生成而针对波束聚焦操作被相移；和(d)单VCO无源正交相移法，其中单个VCO响应于被耦合至无源正交混合器用于生成正交信号而针对波束聚焦操作被相移，其中生成的正交信号针对波束聚焦发射器阵列被相移。
上述用于生成LO信号高频的倍频法，例如包括具有相对宽的调谐范围(至少加或减20百分比的中心频率输出)的VCO，其中VCO被布置为分别以56GHz和70GHz进行操作用于生成28GHz或35GHz之一的输出频率。倍频法需要相对大量的布局空间和功率(例如，可以提供多个VCO，其中每个VCO具有不同的频率范围，使得通过根据选择的传输频率而选择不同的VCO来适应宽的频率调谐范围)。
图5是根据示例实施例的用于调制波束聚焦MIMO发射器的发射器元件的本地振荡器(LO)的示意图。通常，本地振荡器包括用于针对分频器和乘法器进行驱动的单个锁相环(PLL)VCO。信号生成路径被布置为全差分架构，其减轻与功率和接地线相关联的传输线效应。全差分设计通常不受由(例如)结构中的电压波动和/或电源的总线、地和/或基板所感生的线性平移的(translated)共模串音的影响。相应地，在所述实施例中的信号分布是全差分的(例如，从差分VCO的输出开始并且继续至混频器接口的输出)。
在各种实施例中，本地振荡器包括VCO，用于生成差分信号作为主频率信号。主频率信号差分地耦合至乘法阶次操作单元，该乘法阶次操作单元被布置为响应于主频率信号根据第一乘法阶次操作(例如，除法或乘法)生成第一导出频率信号(例如，第一LO输出信号)，并且用于响应于第一导出频率信号根据第二乘法阶次操作(例如，乘法或除法)生成第二导出频率信号(例如，第二LO输出信号)，其中第二乘法阶次操作是与第一乘法阶次操作相反的(inverse)乘法阶次操作。在下述单振荡器实施例和双振荡器实施例中，乘法阶次操作单元执行相应信号输入的整数频率除法和整数频率乘法操作。
在单振荡器实施例中，LO 500-A包括用于生成主频率信号的VCO 501。VCO 501主频率信号耦合至偶整数除法器502。偶数阶除法器502将VCO频率除以偶整数P。为了实施例的简化，P可以是从一比二分频(divide-by-2)电路(例如，模数2除法)的级联导出的数。偶数阶除法器502可以包括与一比二分频除法器耦合的偶数/奇数除法器的级联(例如，使得输入频率除以偶数)。偶数阶除法器502将被偶数整除的频率输出为差分正交相位的五十百分数占空比信号。
偶数阶除法器502输出耦合至奇数阶频率乘法器503，该奇数阶频率乘法器503将输入频率乘以整数Q。频率乘法器503典型地使用注入锁定乘法器或过驱动乘法器来实施，用于将来自基本频率的能量转换为奇数阶谐波。相应地，从这个LO生成系统生成的两个频率由以下给出：
其中P是偶除数整数，Q是奇乘数整数，以及“<”运算符指示相关联信号的相位。
根据公式5和公式6，如下(A)、(B)和(C)描述了发射器阵列中的升频转换混频器元件的一些实施例。
(A)升频转换混频器被布置为响应来自单个LO(例如，LO2)的信号进行操作，根据：
使得VCO可以低于RF频率的频率进行操作。当P＝2并且Q＝3时，VCO可以RF频率的三分之二操作。对于35GHz RF载波频率，VCO可以24GHz的中心频率操作。类似地，当P＝2并且当Q＝5时，VCO可以RF频率的五分之二的频率操作。对于35GHz RF载波频率，VCO可以14GHz的中心频率操作。频率乘法器和除法器的选择实现了较大的频率调谐范围，而使用偶数(例如，数字一比二分频)除法器消耗较少的功率。
(B)升频转换混频器被布置为响应于以加法方式从一对本地振荡器(例如，LO1和LO2)组合的信号进行操作。例如，上部边带部分地由第一混频器(例如，403-A1和403-A2共同地)生成并且上部边带部分地由第二混频器(例如，405-A1和405-A2共同地)生成。可替换地，下部边带可以部分地由第一混频器(例如，403-A1和403-A2共同地)并且部分地由第二混频器(例如，405-A1和405-A2共同地)的上部边带生成。
以类似方式，两步升频转换也可以加法方式(例如，其中上部边带耦合为两者混频级的输入)执行。升频转换混频器被布置为响应于以加法方式从一对本地振荡器组合的信号进行操作，根据：
对于35GHz的给定RF中心频率并且值P＝2且Q＝3，在一个示例中，VCO中心操作频率为17.5GHz，其是RF载波频率的子谐波。相应地，此架构(例如，数学上)不受由于响应于高功率放大器(PA)阵列输出功率而来自寄生耦合的效应产生的载波频率漂移(例如，因为寄生输入是VCO输出频率的直接倍数)。
升频转换混频器被布置为响应于以减法方式从一对本地振荡器(例如，LO1和LO2)组合的信号进行操作(然而混频器输入上的对换(swapping)连接会致使信号以加法方式组合)。例如，上部边带由第一混频器(例如，403-A1和403-A2共同地)生成并且上部边带由第二混频器(例如，405-A1和405-A2共同地)生成。可替换地，下部边带可以由第一混频器(例如，403-A1和403-A2共同地)以及第二混频器(例如，405-A1和405-A2共同地)的上部边带生成。
在实施例中，可以使用单步升频转换电路实现单边带发射器TX，其包括例如LO2I和LO2Q。对于直接升频转换架构，来自LO2I和LO2Q的频率以减法方式组合(例如，上部边带生成由第一混频器403-A1、-A2执行并且下部边带生成由第二混频器405-A1、-A2执行)：
相应地，当P＝2、Q＝5并且RF中心频率为35GHz时，VCO频率变为17.5GHz，其是RF载波频率的子谐波，使得此架构(例如，数学上)不受经由各种耦合机制从高的PA输出功率的频率偏离影响。
矢量图500-C和500-D表示当频率乘法器接收正交形式信号时频率乘法器的输出的矢量。矢量图500-C示出针对I和Q的0度和+90度相位的输入矢量(其中y分量Q对于基本、第三和第五谐波分别是正的-负的-正的)。相反，矢量图500-D示出当输入信号针对I和Q为0和-90度相位时生成的矢量(其中y分量Q对于基本、第三和第五谐波分别是负的-正的-负的)。
由于正交信号的相量旋转，输入信号的谐波处的正交信号的极性(例如，在+90和-90度之间)交替，而同相信号保持相同的矢量位置(例如，0度)。对于同相信号(例如，其中I信号保持零度相位)，奇数阶谐波是相同的相量(例如，其中第三和第五谐波信号也是零度相位)。
相反，正交信号的奇数阶谐波在每个连续奇谐波之间交替极性(例如，改变180度)。例如，矢量图500-C示出第一(1X)谐波的+90度正交相位、第三谐波的-90(例如，+270)度正交相位、以及第五谐波的+90度正交相位(例如，其是第一谐波的相同正交相位角)。再例如，矢量图500-D示出第一(1X)谐波的-90度正交相位、第三(3X)谐波的+90度正交相位、以及第五(5X)谐波的-90度正交相位(例如，其是第一谐波的相同正交相位角)。
在一个实施例中，正交相位信号对于第三阶谐波的乘法被反相(invert)，在这之后所乘的反相的谐波与(例如，非反相的)所乘的谐波组合以生成均相正交信号，其中奇数阶谐波(例如，至少第一和第三)是相同的正交相位信号。均相正交信号耦合至升频转换混频器作为Q信号。
在一个替换实施例中，正交相位信号对于第一和第五阶谐波的乘法被反相并且与(例如，非反相的)第三阶谐波组合以生成均相正交信号。在一个全差分实施例中，不相同的谐波通过反向耦合导线而被反相，使得(例如)不需要消耗附加的功率和布局面积。
在一个双振荡器实施例中，LO 500-B包括双VCO 504，其中每个VCO 504的输出耦合至正交放大器505的相应输入。双VCO 504交叉耦合以确保公共相位完整性。相应地，LO500-B提供的类似于LO 500-A，其中例如先执行乘法操作后执行除法。在双振荡器实施例中，正交VCO 504用于获得选择的LO频率下的差分正交信号。正交VCO 504耦合至正交乘法器505，该正交乘法器505被布置为通过放大(和均化)奇数谐波的能量来增加输入频率，以根据输入频率的奇数谐波来增加输入频率。均相的所乘的频率(正交形式)由正交乘法器505输出并且进一步与偶数除法器P 506耦合。正交乘法器505的输出以类似于上述频率乘法器503的输出的方式耦合和应用。LO 500-A和LO 500-b可以应用于如下(A)、(B)、(C)和(D)所述的至少四个实施例。
(A)第一实施例包括(例如，仅仅)使用LO1信号的单边带升频转换混频器，其中量P和Q相互交换(例如，对换)：
相应地，当Q＝3且RF中心频率为35GHz时，VCO频率变为12.67GHz，其是RF载波频率的子谐波，使得此架构(例如，数学上)不受经由各种耦合机制从高的PA输出功率的频率偏离的影响。
(B)第二实施例包括(例如，仅仅)使用LO2信号的单边带升频转换混频器，其中量P和Q相互交换(例如，对换)：
相应地，当P＝6、Q＝3且RF中心频率为35GHz时，VCO频率变为17.5GHz，其是RF载波频率的子谐波，使得此架构(例如，数学上)不受经由各种耦合机制从高的PA输出功率的频率偏离的影响。
(C)第三实施例包括以加法方式使用LO1和LO2的组合的单边带升频转换混频器：
相应地，当P＝2、Q＝3且RF中心频率为35GHz时，VCO频率变为7.8GHz，其是RF载波频率的子谐波，使得此架构(例如，数学上)不受经由各种耦合机制从高的PA输出功率的频率偏离的影响。注意的是，Q＝1导致滑动的IF架构的简单情况(其中LO1/LO2的比确定在单边带通信中使用的频率上的正交形式分频比)
(D)第四实施例包括以减法方式使用LO1和LO2的组合的单边带升频转换混频器：
相应地，当P＝2、Q＝3且RF中心频率为35GHz时，VCO频率变为12.67GHz，其是RF载波频率的子谐波，使得此架构(例如，数学上)不受经由各种耦合机制从高的PA输出功率的频率偏离的影响。当P＝4并且Q＝3时，VCO中心频率变为15.6GHz。根据上述正交LO信号生成方案的两个实施例(例如，LO500-A和LO 500-B)，通过具有可编程的偶数阶除法器和可编程的奇数阶乘法器可以获得更多灵活性(例如，其中P和/或Q通过在处理器上执行的软件是可编程的)。类似地，相同的VCO可以用于通过生成第一RF频带(例如，28GHz)的第一边带(上部或下部)和第二RF频带(例如，35GHz)的第二边带(下部或上部)的组合来生成多个选择的频带上的输出频率。为了针对VCO实现较小的调谐范围，第二边带是与第一边带互补的边带(例如，第一边带是上部边带并且第二边带是下部边带)。根据本文的描述，关于VCO被编程为以第一操作频率和第二操作频率进行操作，VCO的调谐范围通过使用互补边带注入被减小。
在使用LO 500-A的单个混频级示例中，其中P＝2、Q＝3且IF＝2.5G，并且对于28GHz的第一载波频率，当同相和正交相混频器对于(例如，上部边带的)低侧注入被编程时，表明了VCO生成主频率17GHz。当同相和正交相混频器对于(例如，下部边带的)高侧注入被编程时，表明了VCO生成主频率20.33GHz(结果A)用于操作(假设P＝2、Q＝3且IF＝2.5G，并且第一载波频率RF＝28GHz)。
在使用LO 500-A的单个混频级示例中，其中P＝2、Q＝3且IF＝2.5G，并且对于35GHz的第二载波频率，当同相和正交相混频器对于(例如，上部边带的)低侧注入被编程时，表明了VCO生成主频率21.67GHz(结果B)的。当同相和正交相混频器对于(例如，下部边带的)高侧注入被编程时，表明了VCO生成主频率25GHz用于操作(假设P＝2、Q＝3且IF＝2.5G，并且第一载波频率RF＝35GHz)。
在上述使用LO 500-A的单个混频级示例中，结果A和结果B之间的频率差值为约1.33GHz，使得对于21GHz左右的中心操作频率(其是结果A和结果B之间的频率中点)具有低至约6.6左右(或约7百分比)的调谐范围的VCO可以经调谐以提供(例如)用于针对驱动用来调制(或解调)的混频器导出正交形式LO信号的主频率信号和信息信号。
在各种应用中，VCO操作频率可以选择，并且第二混频器级和第二—例如，“下游”—乘法阶次操作可以通过在软件控制下或经由掩膜编程选择性地断开或闭合开关(诸如700-A的开关S1)而被可编程地旁路。上部或下部边带注入的选择也通过由在软件控制下选择性地断开或闭合开关被可编程地选择(例如，VCO的操作频率可以通过可切换地改变VCO时序电路的L/C值在VCO的调谐范围内改变)。
在使用LO 500-A的两个混频级示例中，其中P＝2、Q＝3且IF＝2.5G，并且对于28GHz的第一载波频率，当同相和正交相混频器对于(例如，上部边带的)低侧注入被编程时，表明了VCO生成主频率12.75GHz。当同相和正交相混频器对于(例如，下部边带的)高侧注入被编程时，表明了VCO生成主频率15.25GHz(结果X)用于操作(假设P＝2、Q＝3且IF＝2.5G，并且第一载波频率RF＝28GHz)。
在使用LO 500-A的两个混频级示例中，其中P＝2、Q＝3且IF＝2.5G，并且对于35GHz的第二载波频率，当同相和正交相混频器对于(例如，上部边带的)低侧注入被编程时，表明了VCO生成主频率16.25GHz(结果Y)。当同相和正交相混频器对于(例如，下部边带的)高侧注入被编程时，表明了VCO生成主频率18.75GHz用于操作(假设P＝2、Q＝3且IF＝2.5G，并且第一载波频率RF＝35GHz)。
在上述使用LO 500-A的两个混频级示例中，结果X和结果Y之间的频率差值为约1GHz，使得对于15.75GHz左右的中心操作频率(其是结果A和结果B之间的频率中点)具有低至约6.6左右(或约7百分比)的调谐范围的VCO可以经调谐以提供(例如)用于针对驱动用来调制(或解调)的混频器导出正交形式LO信号的主频率信号和信息信号。
相应地，使用一个或两个混频级与上部和下部边带(低或高侧注入)的组合，较低频率VCO可以用在具有中等调谐范围要求的架构中。此外，VCO的中心频率是RF频率的非整数分谐波，其使该架构对抗来自PA(例如，通过寄生耦合)的任何频率牵引效应。
图6是根据示例实施例的基带移相器电路的示意图。移相器600-A和600-B是基带移相器元件的两个实施例，其包括电阻器(的实例R1和R2)和电容器组件(的实例C)的一般循环布置。移相器600-A是用于从基带输出接收差分信号(IN+)并且用于生成耦合至输出的正交信号(I+、I-、Q+和Q-)的多相移相器元件，这些信号耦合至(上面讨论的)升频转换混频器。移相器600-B是用于从基带输出接收正交差分信号(INI+、INI-、INQ+和INQ-)并且用于生成耦合至升频转换混频器的正交信号的配置多相移相器元件。目标应用包括在片上系统应用中实施的实施例，其中基带信号可以有效地被正交形式生成。多相移相器元件执行相移和滤波用于减少带外DAC采样混叠。
来自基带移相器元件600-A(或600-B)的输出耦合至三角定标因子块(例如，402-A1、402-A2至402-N1、402-N2)，其使用定标因子来定标正交基带信号。标量因子对由发射器元件提供的相移负责，并且参照公式2如上述由给出。三角权重，α和β可以实施为单个衰减器元件或者两个或更多个衰减器元件的级联。作为一个示例，级联的标量加权可以实施为两个权重因子α1,β1和α2,β2以α＝α1α2和β＝β1β2的方式的乘积。但是，在级联阵列中的发射器元件可以使用相同架构形成，以维持相似的精确性和相位平衡度量。选择的三角加权可以包括基于单元元件的结构(例如，匹配的单元无源组件，诸如电阻器、电容器、晶体管等)，和映射至其最接近的整数值的三角数(例如，/>)。
图7是根据示例实施的用于生成矢量调制器的三角权重的标量元件的示意图。无源组件(例如，电阻器R和电容器C)被布置为阶梯配置，使得单元元件在中间点(分接头A、B、C、D、E、F、G、H、I和J)处使用和分接(tap)，以实施例权重因子。例如，阶梯700-A、700-B和700-C是实施三角加权的三个实施例。差分输入信号耦合至由阶梯形成的无源链(例如，的左边)并且通过闭合(例如，通过可编程开关(例如，S1A、S1B、S2A、S2B、S3A、S3B、S4A、S4B、S5A和S5B)的软件控制和/或集成电路的金属层的掩膜编程/重新连线)与一组分接点(例如，{A,B}、{C,D}、{E,F}、{G,H}和{I,J}，其中可以使用更多或更少组)相关联的开关来选择权重。例如，两个无源网络包括连续布置的相似类型的元件(电阻器或电容器)。第k个(例如，选择的)发射器元件的比αk和βk可以通过由选择的分接点(例如，B、D、F、H或J)所呈现的阻抗与无源阻抗线的总阻抗的比来确定(例如，其中选择最后一个分接点)：
其中Zr是选择的分接点处的等效阻抗，并且Zt是线的总阻抗。阻抗比可适用于无源阶梯网络，该无源阶梯网络包括如阶梯状的元件连续布置的电阻的、电容的和电感的元件。
图8是根据示例实施例的一个本地振荡器升频转换混频器的示意图。选择的发射器元件的正的和负的二次基带输入信号耦合至第一级晶体管800-A、800-B、800-C和800-D的相应栅极用于选择性地汇集(sink)(例如，接地)相应电流信号。响应于应用到第二级晶体管(例如，801-A、801-B、801-C、801-D、801-E、801-F、801-G和801-H)的栅极的相应差分正交信号的相位，第一级晶体管800-A、800-B、800-C和800-D的输出电流的每个被动态控制。响应于第一本地振荡器生成正交形式第一LO频率，第二级晶体管被控制。通过耦合公共门控的(commonly-gated)晶体管的栅极生成的差分输出电流被组合以通过差分至单端转换元件(例如，换衡器(balun))802生成单端波束成形输出电压。转换元件(例如，组合器)802用于针对经由(例如，相控阵列天线的)发射器元件天线804的传输将单端波束成形输出电压耦合至单端功率放大器元件803。
相应地，波束成形(例如，聚焦)发射器元件输出信号响应于以下项被生成：用于响应于正的同相基带(BB)信号汇集第一电流信号的第一第一级晶体管，用于响应于负的同相BB信号汇集第二电流信号的第二第一级晶体管，用于响应于正的正交相BB信号汇集第三电流信号的第三第一级晶体管，和用于响应于负的正交相BB信号汇集第四电流信号的第四第一级晶体管。
第一第二级晶体管被布置为响应于第一正的同相本地振荡器(LO)频率和第一电流信号来控制第一方向输出。第二第二级晶体管被布置为响应于第一负的同相LO频率和第一电流信号来控制第二方向输出。第三第二级晶体管被布置为响应于第一负的同相LO频率和第二电流信号来控制第一方向输出。第四第二级晶体管被布置为响应于第一正的同相LO频率和第二电流信号来控制第二方向输出。第五第二级晶体管被布置为响应于第一正的正交相LO频率和第三电流信号来控制第一方向输出。第六第二级晶体管被布置为响应于第一负的正交相LO频率和第三电流信号来控制第二方向输出。第七第二级晶体管被布置为响应于第一负的正交相LO频率和第四电流信号来控制第一方向输出。第八第二级晶体管被布置为响应于第一正的正交相LO频率和第四电流信号来控制第二方向输出。
输出组合器被布置为响应于第一方向输出信号和第二方向输出信号而生成波束聚焦发射器元件输出信号。放大器被布置为放大波束聚焦发射器元件输出信号用于由发射器元件天线传输。可选地，放大器和组合器可以组合。
图9是根据示例实施例的包括可编程分段晶体管的一个本地振荡器升频转换混频器的示意图。选择的发射器元件的正的和负的二次基带输入信号耦合至第一级晶体管900-A、900-B、900-C和900-D的相应栅极用于选择性地汇集(例如，接地)相应电流信号。响应于应用到第二级晶体管(例如，901-A、901-B、901-C、901-D、901-E、901-F、901-G和901-H)的栅极的相应差分正交信号的相位，第一级晶体管900-A、900-B、900-C和900-D的相应输出电流各自且动态地被控制。响应于第一本地振荡器生成正的和负的正交形式第一LO频率，第二级晶体管被控制。通过耦合公共门控的晶体管的栅极生成的差分输出电流通过使用差分至单端转换元件(例如，换衡器(balun))902被转换为单端电压，该转换元件902用于针对经由(例如，相控阵列天线的)发射器元件天线904的传输耦合至单端功率放大器元件903。
第二级晶体管(例如，901-A、901-B、901-C、901-D、901-E、901-F、901-G和901-H)的每个是“分段”晶体管，其中“分段”(例如，具有不同大小的沟道和/或跨导的并联的晶体管)使全部电流的部分并联。例如，晶体管901-A示出为一系列晶体管分段901-A1到901-AK，其中“K”是用于形成完整晶体管901-A的分段的数量。每个分段经由掩膜编程(其形成到选择的晶体管分段901-A1到901-AK的线连接)或开关(其形成到选择的晶体管分段901-A1到901-AK的可编程选择的连接)被选择。在类似的方式中，晶体管900被分段为晶体管分段900-A到900-P，其中“P”是用于形成完整晶体管900的分段的数量，并且其中每个分段使用可编程开关或掩膜编程被选择性地耦合。
三角权重(α，β)通过选择每个第二级分段晶体管(例如，901-A1到901-AK)和第一级分段晶体管(其中分段晶体管900的每个实例包括900A-900P)的各种分段来实施。相应地，特定三角权重(例如，用于以具体频率操作)是可编程选择的(例如，使得一元系统设计/芯片可以重复用于在各种分配的频率“谱”中有效地操作)。换衡器元件902将差分信号转换为单端信号，并且功率放大器元件903放大单端信号并且提供输出至发射器元件天线904。第二级晶体管(例如，901-A、901-B、901-C、901-D、901-E、901-F、901-G和901-H)的每个用独立于任何其他第二级晶体管的三角权重被独立地加权(例如，定标)。
相应地，响应于第一三角权重生成(上面关于图8所述的)第一电流信号，响应于第二三角权重生成第二电流信号，响应于第三三角权重生成第三电流信号，以及响应于第四三角权重生成第四电流信号，其中第一、第二、第三和第四三角权重是单独可选择的。
图10是根据示例实施例的两个本地振荡器升频转换混频器的示意图。选择的发射器元件的正的和负的二次基带输入信号耦合至第一级晶体管1000-A、1000-B、1000-C和1000-D的相应栅极用于选择性地汇集(例如，接地)相应电流信号。响应于应用到第二级晶体管(例如，1001-A、1001-B、1001-C、1001-D、1001-E、1001-F、1001-G和1001-H)的栅极的相应差分正交信号的相位，第一级晶体管1000-A、1000-B、1000-C和1000-D的相应输出电流各自且动态地被控制。响应于第一本地振荡器生成正的和负的正交第一LO频率，第二级晶体管被控制。晶体管的第三级包括晶体管(例如，1002-A、1002-B、1002-C、1002-D、1002-E、1002-F、1002-G和1002-H)，其各自与相应第一级晶体管串联耦合，并且其响应于第二本地振荡器生成正的和负的正交第二LO频率被控制。
通过耦合公共门控的晶体管的栅极生成的差分输出电流通过使用差分至单端转换元件(例如，换衡器)1002被转换为单端电压，该转换元件1002用于针对经由(例如，相控阵列天线的)发射器元件天线1004的传输耦合至单端功率放大器元件1003。
第二级晶体管(例如，1001-A、1001-B、1001-C、1001-D、1001-E、1001-F、1001-G和1001-H)的每个是“分段”晶体管。例如，晶体管1001-A示出为一系列晶体管分段1001-A1到1001-AN，其中“N”是用于形成完整晶体管1001-A的分段的数量，其中每个分段使用可编程开关或掩膜编程单独地且选择性地耦合。同样地，第三级晶体管(例如，1002-A、1002-B、1002-C、1002-D、1002-E、1002-F、1002-G和1002-H)的每个是分段晶体管，其中例如晶体管1002-A示出为一系列晶体管分段1002-A1到1002-AN，其中“N”是用于形成完整晶体管1002-A的分段的数量，并且其中每个分段使用可编程开关或掩膜编程单独地且选择性地耦合。类似的晶体管1000被分段为晶体管分段1000-A到1000-N，其中“N”是用于形成完整晶体管1000的分段的数量，并且其中每个分段使用可编程开关或掩膜编程选择性地耦合。
第一组三角权重(α，β)通过选择每个第二级分段晶体管(例如，1001-A1到1001-AK)和第一级分段晶体管(其中分段晶体管1000的每个实例包括1000A-1000P)的各种分段来实施。第二组三角权重(α，β)通过选择每个第三级分段晶体管(例如，1002-A1到1002-AN)和第一级分段晶体管(其中分段晶体管1000的每个实例包括1000A-1000N)的各种分段来实施。相应地，特定三角权重(例如，用于以具体频率操作)是可编程选择的(例如，使得一元系统设计/芯片可以重复用于在各种分配的频率“谱”中有效地操作)。换衡器元件1002将差分信号转换为单端信号，并且功率放大器元件1003放大单端信号并且提供输出至发射器元件天线1004。第三级晶体管(例如，1002-A、1002-B、1002-C、1002-D、1002-E、1002-F、1002-G和1002-H)的每个用独立于任何其他第三级晶体管的三角权重被独立地加权(例如，定标)。
相应地，第一第三级晶体管被布置为响应于第二正的同相本地振荡器(LO)频率和第一电流信号来控制第一方向输出(参考上面关于图8的讨论)。第二第三级晶体管被布置为响应于第二负的同相LO频率和第一电流信号来控制第二方向输出。第三第三级晶体管被布置为响应于第二负的同相LO频率和第二电流信号来控制第一方向输出。第四第三级晶体管被布置为响应于第二正的同相LO频率和第二电流信号来控制第二方向输出。第五第三级晶体管被布置为响应于第二正的正交相LO频率和第三电流信号来控制第一方向输出。第六第三级晶体管被布置为响应于第二负的正交相LO频率和第三电流信号来控制第二方向输出。第七第三级晶体管被布置为响应于第二负的正交相LO频率和第四电流信号来控制第一方向输出。第八第三级晶体管被布置为响应于第二正的正交相LO频率和第四电流信号来控制第二方向输出。
图11是根据示例实施例的用于中频水平三角加权的发射器元件的示意图。基带信号(例如，BB1至BBN)的每个耦合至相应多相移相器网络(例如，PPF 1101-A到1101-N)。来自PPF 1101的基带滤波的正交差分输出耦合至正交混频器的第一级1110(例如，1102-A1，-A2，-A3，-A4至1102-N1，-N2，-N3，-N4)。正交混频器的第一级1110被布置为升频转换来自PPF 1101的基带滤波的正交差分信号。例如，混频器1102-A1被布置为响应于同相LO(例如，LO1I)信号升频转换滤波的同相基带信号用于生成第一一次调制的(once-modulated)同相信号。混频器1102-A2被布置为响应于正交相LO(例如，LO1Q)信号升频转换滤波的同相基带信号用于生成第二一次调制的同相信号。混频器1102-A3被布置为响应于正交相LO(例如，LO1Q)信号升频转换滤波的正交相基带信号用于生成第一一次调制的正交相信号。混频器1102-A4被布置为响应于同相LO(例如，LO1I)信号升频转换滤波的正交相基带信号用于生成第二一次调制的正交相信号。
来自正交混频器的第一级1110的输出(C)耦合至相应的三角加权定标元件(例如，1103-A1，-A2，-A3，-A4至1103-N1，-N2，-N3，-N4)以生成第一级后的三角加权信号(第一和第二一次调制的同相三角加权信号，以及第一和第二一次调制的正交相三角加权信号)。IF频率处的三角定标因子(例如，1103-A1，-A2，-A3，-A4至1103-N1，-N2，-N3，-N4)可以使用串联的(一个或更多个)组件(诸如700-A、700-B和700-C的任何组合)实施(尽管在很多应用中串联电感器可能是成本效益差的)。
由三角定标因子元件输出的第一级后的IF三角加权信号耦合至单边带组合器元件(例如，求和元件1104-A1，-A2至1104-N1，-N2)。例如，LO组合器元件1104-A1执行操作αI+βQ，而LO组合器元件1104-A2执行操作αQ-βI。向上到1104-N1和1104-N2的组合器元件执行类似的操作，除了针对每个发射器元件使用相同或不同值的α和β。相应地，根据特定发射器元件k的第一组(IF)三角权重α和β，IF水平的αI+βQ和αQ-βI信号(在IF域中由组合器诸如700-A、700-B和/或700-C)分别被加权。可选地，三角加权定标元件(例如，1103)和组合器元件(例如，1104)可以被组合。
来自单边带组合器元件的输出(αI+βQ和αQ-βI信号)被提供至混频器元件的第二级1120(例如，1105-A1，-A2至1105-N1，-N2)，以生成两次LO调制的(twice-LO-modulated)三角加权αI+βQ和αQ-βI信号。来自混频器的第二级1120的两次LO调制的一次三角加权信号αI+βQ和αQ-βI输出耦合至第二边带组合器元件(1106-A到1106-N)，以生成RF调制的(例如，升频转换的)组合αI+βQ+αQ-βI信号。组合αI+βQ+αQ-βI信号相应地是预放大三角加权信号。
特定发射器元件k的预放大三角加权信号中的每个耦合至相应的功率放大器(例如，1107-A到1107-N中的一个)。放大之后，放大的三角加权信号(例如，通过空气)由物理隔开的天线1108-A到1108-N(例如，其被包括传输载波频率的一部分波长的距离隔开)被发射。
图12是根据示例实施例的用于基带三角加权的接收器元件的示意图。接收器阵列1200包括同时工作的数量“N”的接收器元件，其中每个接收器元件接收来自相应天线(1209-A到1209-N)的RF信号。更具体地，低噪声放大器(LNA 1208-A到1208-N)经耦合以接收来自天线阵列中的相应天线1209的(在载波上调制的)信号。
每个LNA 1208的输出耦合至正交降频转换混合器的相应第一级1210(例如，1207-A1，1207-A2至1207-N1，1207-N2)。正交降频转换混频器的第一级1210被布置为降频转换来自LNA 1208-A的接收RF信号：正交降频转换混频器的第一级1210被布置为降频转换来自LNA 1208-N的接收RF信号：第一混频器1207-A1耦合至第一同相LO(例如，LO2I)信号用于生成第一一次调制的信号；以及第二混频器1207-A2耦合至第一正交相LO(例如，LO2Q)信号用于生成第二一次调制的信号。
正交降频转换混频器的第一级1210的输出(第一和第二一次调制的信号)(例如，第一和第二一次调制的IF信号)耦合至正交降频转换混合器的第二级1220(例如，1206-A1，1206-A2至1206-N1，1206-N2)。正交降频转换混频器的第二级1220被布置为降频转换第一和第二一次调制的信号信号：第一混频器1206-A1耦合至第二同相LO(例如，LO1I)信号用于生成第一两次调制的信号；以及第二混频器1206-A2耦合至第二正交相LO(例如，LO1Q)信号用于生成第二两次调制的信号。
正交降频转换混频器的第二级1220的输出(例如，第一和第二两次调制的信号)耦合至相应的三角定标因子元件(例如，1205-A1，-A2，-A3，-A4至1205-N1，-N2，-N3，-N4中的一个)，其中每个三角定标因子元件是诸如组合器700-A或700-B的组合器。例如，第一三角定标因子元件1205-A1被布置为根据选择的α(其中另一个接收器元件的α可以具有不同的α选择值)定标第一两次调制的信号，以生成α定标的同相信号(信号αI)，第二三角定标因子元件1205-A2被布置为根据选择的β(其中另一个接收器元件的β可以具有不同的β选择值)定标第一两次调制的信号，以生成β定标的同相信号(信号βI)，第三三角定标因子元件1205-A3被布置为根据选择的β定标第二两次调制的信号，以生成β定标的正交相信号(信号βQ)，以及第四三角定标因子元件1205-A4被布置为根据选择的α定标第二两次调制的信号，以生成α定标的正交相信号(信号αQ)。
来自三角定标因子元件1204的输出(信号αI、βI、βQ和αQ)耦合至单边带组合器1204(例如，1204-A1，-A2至1204-N1，-N2)。例如，组合器1204-A1被布置为响应于信号αI和βQ而生成信号αI+βQ，以及组合器1204-A2被布置为响应于信号αQ和βI而生成信号αQ-βI。
来自单边带组合器1204的输出(信号αI+βQ和αQ-βI)耦合至一对1203低通基带滤波器(例如，1203-A1，-A2至1203-N1，-N2)。例如，低通基带滤波器1203-A1被布置为响应于αI+βQ信号而生成滤波的αI+βQ信号，以及低通基带滤波器1203-A2被布置为响应于αQ-βI信号而生成滤波的αQ-βI信号。
来自对1203低通基带滤波器的输出(滤波的αI+βQ信号和滤波的αQ-βI信号)耦合至一对1202模数转换器(例如，ADC 1202-A1，-A2至1202-N1，-N2)，用于针对每个ADC 1202数字化接收的输入信号并生成数字位流(用于生成同相和正交相数字信号)。来自所有ADC的数字输出耦合至数字信号处理器(DSP)1201。相应地，接收器1200中的接收器元件中的每个使用在相邻接收器元件之间的(例如，潜在地)不同三角定标因子值来实施从相邻天线结构1209接收的信号之间的180/N的相移。此外，位流中的每个包括输出信息信号，其包括来自由相应天线生成的输入信息信号的信息。
DSP 1201被布置为编程和控制接收器阵列1200的任何可编程组件(诸如数字受控的开关)或可编程功能以及可选地控制发射器元件的任何可编程组件/功能，例如当接收器阵列1200是收发器系统的一部分时。例如，DSP被布置为控制功能，诸如滤波、相移、三角加权和波束成形、上部和下部边带注入选择、第二混频级旁路、对于可编程本地振荡器的乘法水平操作单元的乘数和除数值、通过选择各种混频器中的晶体管分段控制晶体管的跨导和电流密度。
图13是根据示例实施例的用于射频三角加权的接收器元件的示意图。接收器阵列1300包括同时工作的数量“N”的接收器元件，其中每个接收器元件接收来自相应天线(1309-A到1309-N)的RF信号。更具体地，元件的低噪声放大器(LNA 1308-A到1308-N)经耦合以接收来自天线阵列中的相应天线1309的(在载波上调制的)信号。
每个LNA 1308的输出耦合至相应的三角定标因子元件(例如，1307-A1，-A2，-A3，-A4至1307-N1，-N2，-N3，-N4)，其中每个三角定标因子元件是诸如组合器700-A或700-B的组合器。例如，第一三角定标因子元件1307-A1被布置为根据选择的α(其中另一个接收器元件的α可以具有不同的α选择值)定标接收信号，以生成第一α定标的接收信号，第二三角定标因子元件1307-A2被布置为根据选择的β(其中另一个接收器元件的β可以具有不同的β选择值)定标接收信号，以生成第一β定标的接收信号，第三三角定标因子元件1307-A3被布置为根据选择的β定标接收信号，以生成第二β定标的接收信号，以及第四三角定标因子元件1307-A4被布置为根据选择的α定标接收信号，以生成第二α定标的接收信号。
来自三角定标因子元件1306的输出(第一α定标的信号、第一β定标的信号、第二β定标的信号和第二α定标的信号)耦合至第一级1310的相应正交降频转换混频器(例如，1306-A1，1306-A2，1306-A3，1306-A4至1306-N1，1306-N2，1306-N3，1306-N4)。正交降频转换混频器的第一级1310被布置为降频转换来自LNA 1308的接收RF信号：第一混频器1306-A1耦合至第一同相LO(例如，LO2I)信号用于生成第一一次解调的三角加权信号；以及第二混频器1306-A2耦合至第一正交相LO(例如，LO2Q)信号用于生成第二一次解调的三角加权信号。
正交降频转换混频器的第一级1310的输出(第一和第二一次解调的三角加权信号)耦合至正交降频转换混频器的第二级1320(例如，1305-A1，1305-A2至1305-N1，1305-N2)。正交降频转换混频器的第二级1320被布置为降频转换第一和第二一次解调的三角加权信号信号：第一混频器1305-A1耦合至第二同相LO(例如，LO1I)信号用于生成第一两次解调的三角加权信号；以及第二混频器1305-A2耦合至第二正交相LO(例如，LO1Q)信号用于生成第二两次解调的三角加权信号。
正交降频转换混频器的第二级1320的输出(第一和第二两次解调的三角加权信号)耦合至单边带组合器1304(例如，1304-A1，-A2至1304-N1，-N2)。例如，组合器1304-A1被布置为响应于信号αI和βQ生成信号αI+βQ，以及组合器1304-A2被布置为响应于信号αQ和βI生成信号αQ-βI。
来自单边带组合器1304的输出(信号αI+βQ和αQ-βI)耦合至一对1303低通基带滤波器(例如，1303-A1，-A2至1303-N1，-N2)。例如，低通基带滤波器1303-A1被布置为响应于αI+βQ信号生成滤波的αI+βQ信号，以及低通基带滤波器1303-A2被布置为响应于αQ-βI信号生成滤波的αQ-βI信号。
来自对1303的低通基带滤波器的输出(滤波的αI+βQ信号和滤波的αQ-βI信号)耦合至一对1302模数转换器(例如，ADC 1302-A1，-A2至1302-N1，-N2)，用于针对每个ADC1302数字化接收的输入信号并生成数字位流(用于生成同相和正交相数字信号)。来自所有ADC的数字输出耦合至数字信号处理器(DSP)1301。相应地，接收器1300中的接收器元件中的每个使用在相邻接收器元件之间的(例如，略微地)不同三角定标因子值来相移从相邻天线结构1309接收的信号，其中(例如，由相邻接收器元件)相邻接收的信号相移180/N。
图14是根据示例实施例的用于针对本地振荡器选择第一和第二乘法阶次操作的值的流程图。在第一实施例程序流程1400-A中，例如，根据用于传输的向上两步骤混频(或用于接收的向下步骤)来选择P和Q的值，其中串接(tandem)乘法阶次操作单元被布置在先除再乘配置中，该配置使用第一偶数阶次除法器(/P)，该除法器包括耦合至第二奇数阶次乘法器(XQ)的输出。
在操作1401中，RF载波的两个中心频率被选择为RF1和RF2，其中初始约束为RF1<RF2。例如，当RF1＝28GHz且RF2＝35GHz时，两个中心频率28GHz和35GHz相应地被定为RF载波频率。
在操作1402中，确定P和Q中每个的初始值。例如，P和Q中每个的值可以通过经过操作1402、1403和1404的相对有限的若干迭代选择和/或调整每个值来确定。
在操作1403中，确定对应的VCO频率VCO1和VCO2以及调谐范围TR。例如，根据公式和/>确定VCO频率VCO1和VCO2以及根据公式/>确定有效调谐范围。
在操作1404中，做出关于调谐范围TR是否在可接受的调谐范围(TRACC)内的判定。例如，可接受的调谐范围是在其上选择的VCO在针对特定应用选择的参数内操作的调谐范围。当P和Q的当前值没有可接受地落入调谐范围内时，程序流程转到操作1402，其中对P和Q(例如，进一步)做出调整，使得满足可接受调谐范围的P和Q的各自值汇聚。当P和Q的当前值可接受地落入调谐范围内时，程序流程转到终点1405，其中确定的P和Q的值被保留并且随后用于编程本地振荡器(诸如500-A和500-B)。
在第二实施例程序流程1400-B中，执行与程序流程1400-A类似的步骤。例如，根据用于传输的向上两步骤混频(或用于接收的向下步骤)来选择Q和P的值，其中串接(tandem)乘法阶次操作单元被布置在先乘再除配置中，该配置使用第一奇数阶次乘法器(XQ)，该乘法器包括耦合至第二偶数阶次除法器(/P)的输出。
在操作1406中，RF载波的两个中心频率被选择为RF1和RF2，其中初始约束为RF1<RF2。例如，当RF1＝28GHz且RF2＝35GHz时，两个中心频率28GHz和35GHz相应地被定为RF载波频率。
在操作1407中，确定P和Q中每个的初始值。例如，P和Q中每个的值可以通过经过操作1407、1408和1409的相对有限的若干迭代选择和/或调整每个值来确定。
在操作1408中，确定相应的VCO频率VCO1和VCO2以及调谐范围TR。例如，根据公式和/>确定VCO频率VCO1和VCO2，根据公式使用/>确定有效调谐范围。
在操作1409中，做出关于调谐范围TR是否在可接受的调谐范围(TRACC)内的判定。例如，可接受的调谐范围是在其上选择的VCO在针对特定应用选择的参数内操作的调谐范围。当P和Q的当前值没有可接受地落入调谐范围内时，程序流程转到操作1407，其中对Q和P(例如，进一步)做出调整，使得满足可接受调谐范围的Q和P的各自值汇聚。当Q和P的当前值可接受地落入调谐范围内时，程序流程转到终点1410，其中确定的Q和P的值被保留并且随后用于编程本地振荡器(诸如500-A和500-B)。

Claims (20)

1.一种电路，其包括：
乘法阶次操作单元，其用于接收主频率信号、用于响应于所述主频率信号根据第一乘法阶次操作生成第一导出频率信号、以及用于响应于所述第一导出频率信号根据第二乘法阶次操作生成第二导出频率信号，其中所述第二乘法阶次操作是与所述第一乘法阶次操作相反的乘法阶次操作；
第一混频器级，其用于响应于所述第一导出频率信号正交形式混频输入信息信号，以生成包括所述第一导出频率信号的分量的第一混频器级输出信号；
三角加权定标器，其用于响应于三角权重三角定标所述输入信息信号，以生成包括所述三角权重的分量的定标器输出信号；
第二混频器级，其用于响应于所述第二导出频率信号正交形式混频所述输入信息信号，以生成包括所述第二导出频率信号的分量的第二混频器级输出信号；以及
输出组合器，其用于生成输出信息信号，其中所述输出信息信号包括所述第一混频器级输出信号、所述定标器输出信号和所述第二混频器级输出信号的分量。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述输入信息信号经由天线或数模转换器即DAC被接收。
3.根据权利要求1所述的电路，其中响应于所述第一混频器级输出信号生成所述第二混频器级输出信号。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一混频器级和所述第二混频器级被布置为根据调制操作或解调操作进行正交形式混频。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一混频器级和所述第二混频器级被布置为根据以下进行正交形式混频：cos(ωLO1+ωLO2+ωBB)t＝cos(ωLO1t)cos(ωLO2t)cos(ωBBt)-sin(ωLO1t)sin(ωLO2t)cos(ωBBt)-sin(ωLO1t)cos(ωLO2t)sin(ωBBt)-cos(ωLO1t)sin(ωLO2t)sin(ωBBt)，其中t是时间，ωLO1是具有高于基带频率的频率的第一导出频率信号正交形式输入信号，ωLO2是第二导出频率信号正交形式输入信号，以及ωBB是处于所述基带频率的正交形式信息信号。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述输出组合器被布置为根据电流操作模式组合所述第一混频器级输出信号和所述第二混频器级输出信号的分量。
7.根据权利要求1所述的电路，其包括边带组合器，所述边带组合器被布置为响应于所述第二混频器级输出信号生成单边带输出信息信号。
8.根据权利要求1所述的电路，其中所述三角加权定标器被配置为选择性地相移所述输出信息信号。
9.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一乘法阶次操作通过将来自基本频率的能量转换为奇数阶次谐波来执行，并且其中所述第二乘法阶次操作通过一个或更多个一比二分频数字除法器来执行。
10.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一乘法阶次操作和所述第二乘法阶次操作是可编程的。
11.根据权利要求1所述的电路，其包括压控振荡器即VCO，所述VCO在比由所述输出组合器生成的所述输出信息信号的载波频率低的频率下是可操作的。
12.根据权利要求11所述的电路，其中所述VCO的中心操作频率是由所述输出组合器生成的所述输出信息信号的所述载波频率的子谐波。
13.根据权利要求1所述的电路，其包括边带组合器，所述边带组合器被布置为响应于当选择较低频率载波频率时开发的边带中的较低边带的高侧注入而生成单边带输出信息信号，以及响应于当选择较高频率载波频率时开发的边带中的较高边带的低侧注入而生成所述单边带输出信息信号，其中所述输出组合器响应于所述单边带输出信息信号生成所述输出信息信号，并且其中所选择的载波频率是所述输入信息信号或所述输出信息信号之一的频率。
14.一种系统，其包括：
压控振荡器即VCO，其用于根据选择较低频率载波频率或较高频率载波频率之一生成主频率输出信号，其中当选择所述较低频率载波频率时以第一VCO频率生成所述主频率输出信号，其中当选择所述较高频率载波频率时以高于所述第一VCO频率的第二VCO频率生成所述主频率输出信号，并且其中所述VCO包括包含所述第一VCO频率和所述第二VCO频率的调谐范围；
乘法阶次操作单元，其用于响应于所述主频率输出信号生成正交形式本地振荡器信号；以及
第一一个或更多个混频器级，其用于响应于第一接收信息信号和所述正交形式本地振荡器信号来开发边带，其中所述第一一个或更多个混频器级被布置为响应于当选择所述较低频率载波频率时开发的边带中的较低边带的高侧注入而生成第一输出信息信号，并且其中所述第一一个或更多个混频器级被布置为响应于当选择所述较高频率载波频率时开发的边带中的较高边带的低侧注入而生成所述第一输出信息信号。
15.根据权利要求14所述的系统，其包括：
第二一个或更多个混频器级，其用于响应于第二接收信息信号和所述正交形式本地振荡器信号来开发边带，其中所述第二一个或更多个混频器级被布置为响应于当选择所述较低频率载波频率时开发的边带中的较低边带的高侧注入而生成第二输出信息信号，并且其中所述第二一个或更多个混频器级被布置为响应于当选择所述较低频率载波频率时开发的边带中的较高边带的低侧注入而生成所述第二输出信息信号。
16.根据权利要求15所述的系统，其中所述第一一个或更多个混频器级被布置为关于天线阵列中的第一天线相移所述第一输出信息信号的分量，并且其中所述第二一个或更多个混频器级被布置为关于所述天线阵列中的第二天线相移所述第二输出信息信号的分量。
17.根据权利要求15所述的系统，其中所述第一一个或更多个混频器级被布置为关于天线阵列中的第一天线相移第一输入信息信号的分量，其中所述第二一个或更多个混频器级被布置为关于所述天线阵列中的第二天线相移第二输入信息信号的分量，其中从所述天线阵列中的所述第一天线接收所述第一输入信息信号，并且其中从所述天线阵列中的所述第二天线接收所述第二输入信息信号。
18.根据权利要求17所述的系统，其包括处理器，所述处理器用于根据所述第一输入信息信号的经相移的分量处理所述第一输出信息信号，用于根据所述第二输入信息信号的经相移的分量处理所述第二输出信息信号，以针对当选择所述较低频率载波频率时开发的边带中的较低边带的高侧注入布置所述第一一个或更多个混频器级和所述第二一个或更多个混频器级，并且以针对当选择所述较高频率载波频率时开发的边带中的较高边带的低侧注入布置所述第一一个或更多个混频器级和所述第二一个或更多个混频器级。
19.一种用于生成信号的方法，其包括：
根据选择较低频率载波频率或较高频率载波频率之一生成主频率输出信号，其中当选择所述较低频率载波频率时以第一压控振荡器频率即第一VCO频率生成所述主频率输出信号，其中当选择所述较高频率载波频率时以高于所述第一VCO频率的第二VCO频率生成所述主频率输出信号，并且其中所述VCO包括包含所述第一VCO频率和所述第二VCO频率的调谐范围；
响应于所述主频率输出信号生成正交形式本地振荡器信号；以及
响应于第一接收信息信号和所述正交形式本地振荡器信号在第一一个或更多个混频器级中开发边带，其中所述第一一个或更多个混频器级被布置为响应于当选择所述较低频率载波频率时开发的边带中的较低边带的高侧注入而生成第一输出信息信号，并且其中所述第一一个或更多个混频器级被布置为响应于当选择所述较高频率载波频率时开发的边带中的较高边带的低侧注入而生成所述第一输出信息信号。
20.根据权利要求19所述的方法，其包括：
响应于第二接收信息信号和所述正交形式本地振荡器信号在第二一个或更多个混频器级中开发边带，其中所述第二一个或更多个混频器级被布置为响应于当选择所述较低频率载波频率时开发的边带中的较低边带的高侧注入而生成第二输出信息信号，并且其中所述第二一个或更多个混频器级被布置为响应于当选择所述较低频率载波频率时开发的边带中的较高边带的低侧注入而生成所述第二输出信息信号。
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