CN108631878A - 使用mimo滤波器接收双单边带信号 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了使用MIMO滤波器接收双单边带信号。描述了一种数字通信的方法。该方法包括从在通信装置处接收到的信息比特的第一部分生成第一正交频分复用(OFDM)信号，从在通信装置处接收的信息比特的第二部分生成第二OFDM信号，使用第一OFDM信号和第二OFDM信号来为调制器生成第一输入，使用第一OFDM信号和第二OFDM信号来生成用于调制器的第二输入，以及操作调制器以从第一输入和第二输入产生调制信号。

Description

使用MIMO滤波器接收双单边带信号
相关申请的交叉引用
本专利文献要求2017年3月15日提交的美国临时专利申请号为62/471,722的优先权利益。前述专利申请的全部内容通过引用作为本文件的公开内容的一部分并入。
技术领域
本专利文献涉及数字通信，并且，在一个方面，涉及数据接收技术。
背景
对在诸如无线通信、光纤通信等的应用领域中的数据通信的需求日益增长。对核心网络的需求尤其更高，因为不仅是如智能电话和计算机的用户设备由于多媒体应用而使用越来越多的带宽，而且其数据通过核心网络载送的设备总数也在增加。为了盈利并满足日益增长的需求，设备制造商和网络运营商一直在寻找可以降低运营和资本支出的方式。
概述
本文件公开了用于接收单边带调制信号的技术。
在一方面，公开了一种在通信装置处实现的数字通信的方法。该方法包括从在通信装置处接收的信息比特的第一部分生成第一正交频分复用(OFDM)信号，从在通信装置处接收的信息比特的第二部分生成第二正交频分复用(OFDM)信号，使用第一OFDM信号和第二OFDM信号生成用于调制器的第一输入，使用第一OFDM信号和第二OFDM信号生成用于调制器的第二输入，以及操作该调制器以从第一输入和第二输入产生经调制的信号。
在另一方面，公开了一种数字通信的方法。该方法包括：接收携带信息比特的双单边带调制(双SSB)的光信号；对双SSB信号进行滤波以生成接收的左信号和接收的右信号；对接收的左信号和接收的右信号操作展开级数多输入多输出(MIMO)均衡器以产生均衡的左信号和均衡的右信号；以及对均衡的左信号和均衡的右信号进行解调以从所接收的双SSB信号中恢复信息比特。
在另一方面，公开了一种光信号接收方法。该方法包括接收携带信息比特的双单边带调制(双SSB)的光信号，通过将光信号的双SSB应用为多输入多输出(MIMO)均衡器的多输入来减少光信号的双SSB之间的干扰，通过仅使用在MIMO均衡器的输出端处的均衡的信号的Volterra级数展开的非线性项来减少非线性，以及对由减少非线性而产生的信号进行解调，以从双SSB信号恢复信息比特。
在另一方面，公开了一种用于通过光网络传输信息比特的光发射器装置。该装置包括：光源，其生成光波作为光载波；正交频分复用(OFDM)信号发生器，其从信息比特的第一部分生成第一OFDM信号并从信息比特的第二部分生成第二OFDM信号，以通过组合第一OFDM信号和第二OFDM信号来生成第一输入信号和第二输入信号；以及调制器，其耦合到光源和OFDM信号发生器以从第一输入信号和第二输入信号产生双单边带调制的光信号。
在另一示例方面中，方法可以体现为处理器可执行代码并存储在计算机可读介质上。
在又一示例方面中，这些方法可以由通信装置来实现，该通信装置包括存储器、处理器和用于传输和/或接收数据的收发器电路。
这些以及其他方面在本文件中被公开。
附图说明
图1示出了基于双驱动器马赫-曾德尔(Mach-Zehnder)调制器(DD-MZM)生成光单边带(SSB)信号的原理。
图2A-2E示出了一阶项(图2A)、二阶项(图2B)、三阶项(图2C)、一阶项和三阶项两者(图2D)和双-SSB(图2D)的示例电领域频谱。
图3示出了多输入多输出(MIMO)-Volterra均衡器的示例结构。
图4A、图4B和图4C示出了双单边带(SSB)系统的示例实施例。
图5A-5C示出了双SSB(图5A)、仅左频带SSB(图5B)和仅右频带SSB(图5C)的示例光谱。
图6A-6B示出了左频带SSB(图6A)和右频带SSB(图6B)的误码率(BER)与数据速率的关系曲线。图6C-6G示出了没有干扰消除(IC)和非线性均衡(NE)的左频带(图6C)、仅有NE的左频带(图6D)、仅有IC的左频带(图6E)、具有结合的IC和NE的左频带(图6F)和具有MIMO-Volterra的左频带(图6G)的星座图。
图7示出了具有IC/NE的双SSB信号和具有MIMO-Volterra的双SSB信号以及常规SSB信号的BER性能。
图8示出了双SSB信号的BER与标准单模光纤(SSMF)传输的距离之间的关系曲线。
图9是光通信的示例方法的流程图。
图10是光通信的另一示例方法的流程图。
图11是光通信的另一示例方法的流程图。
图12示出了用于通过光网络传输信息比特的示例的光发射器装置1200。
详细描述
近来，对超高数据速率光传输的需求不断增长。社交多媒体、移动前传(front-haul)服务和其他带宽密集型服务不断形成网络容量挑战。为了解决这些问题，由于系统构建成本、计算复杂度和功耗较低，直接检测(DD)光传输被认为是一种有吸引力和可行的解决方案。用于判断解决方案的有效性的措施之一是查看每波长可以通过信道传输的每秒比特数。如今，对于具有DD型光链路的短距离应用，强烈地希望100Gb/s/λ系统，其可以利用单边带(SSB)或残留边带(VSB)来对抗典型双边带(DSB)系统中的功率衰落损害。
已经通过在利用I/Q调制器的80km标准单模光纤(SSMF)情况下使用离散多音(DMT)SSB调制证实了100G/λDD传输。为了进一步提高带宽效率，在离散傅里叶变换扩展正交频分复用(DFT-S OFDM)情况下的160km SSMF上的200-G/λ双SSB传输也有报道。然而，这种实施方式仍然使用包含两个马赫-曾德尔调制器(MZM)的I/Q调制器。一些实施例可以使用一个双驱动器MZM(DD-MZM)来实现具有比特和功率加载的DMT调制的100-G/λ双SSB传输。尽管它节省了将近一半的发射器成本并使频谱效率翻了一倍，但由于DD-MZM调制器中的非线性和干扰，由DD-MZM生成的双SSB的数据速率通常不会得到很大的改善(低于10％，在BTB情况下对于双SSB为145Gb/s，对于常规SSB为133Gb/s)。
在一些实施例中，本文件中提供的技术除其他用途外还可以用于在没有色散(CD)补偿的情况下在40km的SSMF上实现208Gb/s/λDFT-S OFDM传输。在一些公开的实施例中，双SSB信号由单个商用DD-MZM生成。多输入多输出-Volterra(MIMO-Volterra)算法作为示例被示出，以克服DD-MZM调制器中的双SSB信号的干扰和非线性损害。通常，可以使用解决线性和非线性项的其他MIMO算法来代替Volterra算法。因此，可以使用考虑到信号中的线性和非线性失真项的几种众所周知的级数展开中的任何一种来实现MIMO滤波器。与常规的SSB信号相比，一些实施例在背对背(BTB)情况下实现了240Gb/s/λ的双SSB DFT-S OFDM，而常规的SSB只能达到165Gb/s/λ，其中BER小于1×10-2。结果表明了双SSB可以使频谱效率加倍并且获得多于45％的数据速率改进的可行性。
在说明书中，章节标题仅用于便于理解，并不将所讨论的技术限制于任何特定章节。
生成双SSB信号
图1示出了可以用于基于DD-MZM生成光学单边带(OSSB)信号的示例实施例。DD-MZM的输出可被简化为I+j*Q。如果电信号I被设置为实信号x，且信号Q被设置为它的希尔伯特对 的输出是x的分析信号，并且将是右频带SSB信号。光域表达式是：
从(1)可以看出，现在它是光学右频带SSB信号。左频带的SSB信号由下式表示：
双SSB信号被表示为：
两个独立的DFT-S OFDM信号xr和xl被结合来驱动DD-MZM的上分支，而它们的希尔伯特对相减以驱动DD-MZM的下分支。在DD-MZM中两个并行相位调制器(PM)的偏置是以Vπ/2的偏差来驱动的。
但是，DD-MZM的简化输出忽略了非线性和干扰。简化过程被表示为：
等式(4)表示DD-MZM在光域中的输出。从(4)到(5)的简化过程利用泰勒展开式ex。通过包含展开式的更高阶项，输出由下式表达：
这里，(7)具有一阶项[I(t)+j*Q(t)]、二阶项[j*I(t)2]-Q(t)2]和三阶项[I(t)3-j*Q(t)3]。如果电信号I被设置为实信号x，且信号Q被设置为它的希尔伯特对则(7)中的一阶项将是右频带SSB信号。但不知道更高阶项对信号有什么影响。
图2A-2E示出根据一些实施例的不同阶项的示例的电频谱。该信号是26-Gbaud的电信号。一阶项是图2A的曲线图202中的右频带SSB信号。由于希尔伯特变换的特性，偶数阶项将是如图2B的曲线图204中所示的输出(7)中的直流(DC)分量。由于正负号相反的符号，三阶项是如图2C的曲线图206中所示的左频带信号。因此，如果将一阶项和三阶项放在一起，则结果如图2D的曲线图208所示，其中曲线212是一阶项，曲线214是三阶项。与图2E的曲线图210中所示的理论上的双SSB信号相比，在左频带中存在来自右频带SSB信号的大的干扰。如果考虑泰勒展开式的更高阶项，则可以看出3阶、7阶、11阶...将是左频带的干扰，而5阶、9阶、13阶...将是右频带中的非线性。不考虑诸如光电检测器(PD)或电子放大器(EA)的接收器的非线性，5阶项的非线性与3阶项的干扰相比对性能影响较小。这就是为什么在一些现有技术系统中，利用具有非线性均衡的双SSB，数据速率仅增加10％(BTB情况下，对于双SSB为145Gb/s，对于常规SSB为133Gb/s)。类似地，左频带SSB也将会在右频带中引入干扰，在左频带中引入非线性。
MIMO-Volterra均衡算法的示例
在降低双SSB系统中的干扰和非线性时，基于所公开的技术的实施例可以分别处理干扰和非线性。例如，可以通过使用MIMO算法来降低或消除信号的两个频带之间的干扰，其中两个SSB频带被视为多输入系统的分别的输入。另外，可以通过使用均衡器来降低或消除非线性，该均衡器使用展开级数(例如Volterra级数)，并将展开式的项限制到合理的数。具体而言，Volterra级数可以近似非线性系统的响应并捕获设备和/或信号传输介质(例如光纤)的记忆效应。由于滤波器(例如，图4A中的滤波器)通常不能正确地匹配波长，所以滤波的信号将泄漏到另一个频带信号中。这有时称为线性MIMO效应(失真)。类似地，非线性部分也将是实际系统中来自另一频带的干扰。
图3示出了具有两个输入X1和Xr以及两个输出Y1和Yr的MIMO-Volterra均衡器的示例实施例。
Volterra级数展开包括线性和非线性项。考虑到计算复杂度和均衡性能之间的折衷，一些实施例可以通过仅使用线性项来处理干扰，并且可以仅计算二阶项。因此，均衡器的输出可被表示为：
这里，N和L表示线性均衡器和非线性均衡器的抽头数。均衡器的输出可以包括四个项，它们是线性项、线性干扰项、非线性项和非线性干扰项。线性项由“h”系数表示，且非线性项由“w”系数表示。在一些实施例中，可以使用训练序列以通过诸如最小均方(LMS)误差函数的误差优化准则来更新加权系数。在准静态传输系统中，更新的加权系数可以在完成训练后长时间使用(例如1至30分钟)。
图4A、图4B和图4C示出了利用双SSB调制的在40km SSMF上的208Gb/s/λDFT-SOFDM传输的示例设置。在图4A、图4B和图4C中，“ECL”表示外腔激光器，“EA”表示电子放大器，“ATT”表示衰减器，“DAC”表示数模转换器，“DD-MZM”表示双驱动器-马赫-曾德尔调制器，“EDFA”表示掺铒光纤放大器，“SMF”表示单模光纤，“OC”表示光耦合器，“IL”表示交织器，“PD”表示光电检测器，以及“OSC”表示示波器。图4A示出了包括ECL、DAC、EA，可选衰减器(ATT)和调制器(例如，DD-MZM)以将调制信号馈送到EDFA中的发射器的示例实施例。该信号可以通过诸如单模光纤的光学介质传输到光接收器。可以在光接收器处处理所传输的信号，其中使用滤波器来分离各个单边带，接着使用光电检测器、可选的电放大器和接收机侧解调处理(表示为用于实验设置的OSC)进行光域到电域的转换。
如图4B所描绘的，在从右向左处理输入数据的情况下，一些实施例可以通过具有20GHz带宽的80GSa/s数模转换器(DAC)来为MZM调制器生成驱动信号。对于实验和测试，这些信号可能利用离线程序生成。在驱动DD-MZM的上分支和下分支之前，信号由电放大器(EA，32GHz带宽和20dB增益)放大，并使用6dB电衰减器来适配调制器的线性区域。1549.76nm的连续波(CW)光被馈入到具有25GHz光带宽和1.8V驱动电压的DD-MZM中。在40kmSSMF光纤传输之前和之后，采用两个掺铒光纤放大器(EDFA)来使光信号放大。
在接收机侧(图4A和图4C)，光耦合器(OC)和交织器(IL)被用于分离在被两个50GHz光电检测器(PD)检测到之前的左频带和右频带的光信号。最后，信号通过具有80GSa/s采样率和36GHz电带宽的数字实时示波器进行采样。
在发射器处，数据首先被映射成复数符号。然后，利用2048-点快速傅里叶变换(FFT)来生成DFT-S信号，并使用快速傅里叶逆变换(IFFT)来生成OFDM信号。循环前缀(CP)被添加以减轻由CD引起的符号间干扰(ISI)。在并行到串行(P/S)转换之后，我们使用子载波调制来生成实数值DFT-S OFDM。在这个实验中，波特率从24GBaud变化到30GBaud，且离线数字信号处理(DSP)被应用以解调OSC采样的信号。
在图4C所示的示例过程中，接收器的两个数据流如下处理。在从图4C的右到左的方向上，输入的数据流可以通过执行时钟同步来同步。同步的数据可以在同步之后通过诸如MIMO-Volterra均衡算法的均衡算法进行处理。然后将均衡的数据输入到左边的SSB处理链和右边的SSB处理链。在每个处理中，数据在DFT-S解调之前需要OFDM解调。解调可以通过将样本从实数值转换为复数值、去除循环前缀、对符号流进行下采样、从串行比特表示转换为并行比特表示并执行N-点FFT来执行。然后，FFT的输出通过后均衡器处理，并通过执行L-点IFFT、然后进行并行到串行转换来转换回串行流。可以使用判决引导最小均方(DD-LMS)级来获得均衡的符号，然后将其解映射以恢复由发射器侧发送的数据。
对于验证和实验，最终数据用于在解映射过程之后测量误码率(BER)性能。在实验设置中，发明人使用在数字信号处理器上实现的离线过程来完成图4B中所述的任务。然而，在各种实施例中，可以适当地使用硬件和软件实施方式来执行这些任务。
图5A-5C示出了双SSB、左频带SSB和右频带SSB的光谱。双SSB由两个独立的SSB使用等式(3)生成，如图5A中的示例曲线图502所描绘的。图5B和图5C中的曲线图504和506表示使用等式(1)和等式(2)获得的常规SSB。在曲线图504和506中，来自左频带信号和右频带信号的干扰是明显的。在不抵抗这种干扰的情况下，双SSB系统的性能将显著降低。
图6A-6G示出了BTB情况下的左频带SSB信号(602)和右频带SSB信号(604)的BER性能与数据速率的关系曲线。图6A和图6B示出了背对背的误码率的结果，以及图6C-6G示出了对于在没有干扰抵消(IC)和非线性均衡(NE)的情况下接收(606)、在进行MIMO处理的情况下接收(614)、在仅有IC的情况下接收(610)、在仅有NE的情况下接收(608)以及在有NE和IC的情况下接收(612)的左频带中的星座图。从图6C-6G中的星座图可以看出，MIMO干扰抵消方法对BER性能的影响要比非线性均衡大得多。由于IL并不匹配波长，因此左频带SSB和右频带SSB的性能在没有MIMO IC时彼此稍有不同。然而，如果采用MIMO-Volterra，则这两个频带SSB信号的BER性能几乎相同。
图7示出了不同比特率下的双SSB(曲线704)和常规SSB信号(曲线702)的BER性能。在图7中，常规SSB性能(702)比双SSB具有更陡的下降的原因是，当数据速率高时，通过使用等式(1)生成的常规SSB需要更多带宽(例如45-GHz带宽，16-QAM)或更高阶调制(例如36-GHz带宽，32-QAM)，这可能会导致系统达到其操作极限。然而，即使在240Gbit/s下，双SSB的带宽仅为30GHz，且调制格式仅为16-QAM。基于所公开的技术的各种实施例的联合MIMO-Volterra算法(706)可以在BTB情况下实现240Gb/s/λ的双SSB DFT-S OFDM，而常规SSB只能达到165Gb/s/λ，其中BER小于1×10-2。MIMO-Volterra算法示出了多于45％的数据速率改进，而在常规SSB中只有多于10％的数据速率改进(例如，在BTB情况下，对于双SSB为145Gb/s，对于常规SSB为133Gb/s)。
图8示出了针对双SSB信号的标准单模光纤(SSMF)传输的距离与BER的关系曲线，其中208Gb/s/λ离散傅里叶变换扩展正交频分复用(DFT-S OFDM)传输在40km SSMF上、在2×10-2的FEC阈值下没有色散(CD)补偿的情况下进行。针对左频带SSB和右频带SSB的在40km传输之后的BER分别为1.533×10-2和1.574×10-2。在光纤传输后，左右频带的SSB信号的性能仍然相同。
在所公开的技术的一些实施例中，即使没有CD补偿，也可以使用MIMO-Volterra均衡算法来实现在40km SSMF上的208Gb/s/λDFT-S OFDM传输。与常规的SSB信号相比，基于一些实施例的MIMO-Volterra均衡算法在BTB情况下可以实现240Gb/s/λ的双SSB DFT-SOFDM，而常规的SSB只能达到165Gb/s/λ，其中BER小于1×10-2。因此，由商用DD-MZM生成的双SSB可以使频谱效率加倍，并且获得多于45％的数据速率改进。
图9示出了光通信的示例方法900的流程图。方法900可以在可在光通信系统中操作的发射器处实现。
方法900包括在902处从通信装置处接收到的信息比特的第一部分生成第一正交频分复用(OFDM)信号。
方法900包括在904处从通信装置处接收到的信息比特的第二部分生成第二正交频分复用(OFDM)信号。
方法900包括在906处使用第一OFDM信号和第二OFDM信号来为调制器生成第一输入。
方法900包括在908处使用第一OFDM信号和第二OFDM信号来生成调制器的第二输入。
方法900包括在910处操作调制器以从第一输入和第二输入产生调制信号。
在各种实施例中，如关于图1至图4B所描述的那样，DD-MZM调制器可被使用并且如前所述地通过上部信号和下部信号来驱动。例如，在一些实施例中，906中的操作可以包括通过将第一和第二OFDM信号相加地组合来生成第一输入，而第二输入可以通过将第一OFDM信号和第二OFDM信号的希尔伯特变换彼此相减来生成。在一些实施例中，调制器可以是在其Vπ/2偏置点处操作的DD-MZM调制器。
图10是光通信的另一种方法1000的流程图表示，其中接收光信号并且从光信号提取信息比特。
方法1000包括在1002处接收携带信息比特的双单边带调制(双SSB)的光信号。
方法1000包括在1004处对双SSB信号进行滤波以生成接收的左信号和接收的右信号。双SSB信号可以使用关于方法900描述的技术来生成。
方法1000包括在1006处对接收的左信号和接收的右信号操作展开级数多输入多输出(MIMO)均衡器以产生均衡的左信号和均衡的右信号。如所描述的，在各种实施例中，可以使用诸如Volterra级数的展开级数来获得线性和非线性的系数模型，并且可以自适应地更新这些系数。可以使用的级数的其他例子是泰勒级数展开或Wiener级数展开。
方法1000包括在1008处对均衡的左信号和均衡的右信号进行解调以从接收到的双SSB信号中恢复信息比特。
图11是光通信的另一方法1100的流程图表示，其中光信号被接收并且从光信号中提取信息比特。
光信号接收方法可以包括：在1102处，接收携带信息比特的双单边带调制(双SSB)的光信号，在1104处，通过将光信号的双SSB应用为多输入多输出(MIMO)均衡器的多个输入来减小双SSB光信号之间的干扰，在1106处，通过仅使用MIMO均衡器的输出端处的均衡信号的Volterra级数展开的非线性项来减小非线性，并且在1108处，解调由于减小非线性而产生的信号以从双SSB信号恢复信息比特。
将理解的是，提出了一种MIMO-Volterra均衡器来克服双SSB信号的干扰和非线性损害。采用上述方法，我们在BTB情况下实现了240Gb/s/λ的双SSB DFT-S OFDM信号，而常规的SSB只能达到165Gb/s/λ，其中BER小于1×10-2，这使频谱效率加倍，得到多于45％的数据速率改进。我们利用基于双驱动器马赫-曾德尔调制器的低成本直接检测架构，实验性地证明了在没有色散补偿的情况下的40km标准单模光纤上的208-Gb/s/λDFT-S OFDM传输。
图12示出了用于通过光网络传输信息比特的示例光发射器装置1200。根据所公开的技术的实施例的光发射器装置1200包括光源1202，其生成光波作为光载波；正交频分复用(OFDM)信号发生器1204，其从信息比特的第一部分生成第一OFDM信号并从信息比特的第二部分生成第二OFDM信号，以通过组合第一OFDM信号和第二OFDM信号来生成第一输入信号和第二输入信号；以及调制器1206，其耦合到光源和OFDM信号发生器以从第一输入信号和第二输入信号产生双单边带调制的光信号。
在所公开的技术的实施例中，光接收器装置可以包括存储指令的存储器以及从存储器读取指令并且实现本专利文件中讨论的方法的处理器。在所公开技术的另一个实施例中，可以提供一种计算机可读程序介质。计算机可读程序介质可以包括存储在其上的处理器可执行代码，并且代码在被执行时可以使得数字通信接收器中的处理器实现本专利文件中讨论的方法。
本文件中描述的公开的和其他实施例、模块和功能操作可在数字电子电路中或在包含本文件中所公开的结构及其结构等价物的计算机软件、固件或硬件中或在它们中的一个或更多个的组合中实现。所公开的和其他实施例可被实现为一个或更多个计算机程序产品，即，计算机程序指令中的一个或更多个模块，其被编码在计算机可读介质上，以用于被数据处理装置执行或用于控制数据处理装置的操作。计算机可读介质可以是机器可读存储设备、机器可读存储衬底、存储器设备、实现机器可读传播信号的物质组合物或它们中一个或更多个的组合。术语“数据处理装置”包含用于处理数据的所有装置、设备和机器，例如包括可编程处理器、计算机或多个处理器或计算机。除了硬件之外，该装置还可以包括为所讨论的计算机程序创建执行环境的代码，例如，构成处理器固件、协议栈、数据库管理系统、操作系统或者它们中的一个或更多个的组合的代码。所传播的信号是人为产生的信号，例如，机器产生的电、光或电磁信号，其被产生以对用于传输到合适的接收机装置的信息进行编码。
计算机程序(又称为程序、软件、软件应用、脚本或代码)能够以任何形式的编程语言写入，包括编译或解释语言，且其能够以任何形式部署，包含作为独立程序或作为模块、组件、子例程或适合在计算环境中使用的其他单元部署。计算机程序未必对应于文件系统中的文件。程序可在文件中的保持其他程序或数据(例如，在标记语言文档中存储的一个或更多个脚本)的一部分中、在专用于所讨论的程序的单一文件中或在多个协调文件(例如，存储一个或更多个模块、子程序或代码的部分的文件)中存储。计算机程序可被部署为在一个计算机或在处于一个地点或分布于多个地点且由通信网络相互连接的多个计算机上执行。
本文件中所描述的过程和逻辑流程可由一个或更多个可编程处理器实施，可编程处理器执行一个或更多个计算机程序，以便通过对输入数据进行操作和产生输出来执行功能。过程和逻辑流程也可被专用逻辑电路实施，且装置也可被实现为专用逻辑电路，该专用逻辑电路例如为FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)。
适于执行计算机程序的处理器包括例如，通用微处理器和专用微处理器以及任何类型的数字计算机的任何一个或更多个处理器。通常，处理器将从只读存储器或随机存取存储器或两者接收指令和数据。计算机的关键元件是用于执行指令的处理器和用于存储指令和数据的一个或更多个存储器设备。通常，计算机还将包括用于存储数据的一个或更多个大容量存储设备(例如，磁盘、磁光盘或光盘)或被可操作地耦合以从用于存储数据的一个或更多个大容量存储设备接收数据或向其传递数据或两者兼有。然而，计算机不需要具有这种设备。适用于存储计算机程序指令和数据的计算机可读介质包括所有形式的非易失性存储器、介质和存储器设备，包括例如：半导体存储器设备，例如，EPROM、EEPROM和闪存设备；磁盘，例如，内部硬盘或可移动盘；磁光盘；以及CD ROM和DVD-ROM盘。处理器和存储器可被专用逻辑电路补充或合并到专用逻辑电路中。
虽然本专利文件包含很多具体说明，但这些不应该被解释为是对要求保护的本发明的范围或可要求保护的内容的限制，而应该解释为是对特定于具体实施例的特征的描述。本文件在分开的实施例的背景下所描述的某些特征也可在单个实施例中结合实施。相反地，也可以在多个实施例中单独地或以任何合适的子组合实现在单一实施例的背景下描述的各种特征。此外，尽管特征在上文中可被描述为作用在特定组合中并甚至起初如此要求保护，但是来自所要求保护的组合的一个或更多个特征可在一些情况下从组合中删除，且所要求保护的组合可针对子组合或子组合的变体。类似地，虽然在附图中以特定顺序描绘操作，但这不应该被理解成为了获得满意的结果，要求以所示特定顺序或以序列顺序进行这种操作或者进行所有所示操作。
仅公开了几个示例和实施方式。可以基于所公开的内容对所描述的示例和实施方式以及其他实施方式做出变型、修改和增强。

Claims (20)

1.一种在通信装置处实现的数字通信的方法，包括：
从在所述通信装置处接收到的信息比特的第一部分生成第一正交频分复用(OFDM)信号；
从在所述通信装置处接收到的信息比特的第二部分生成第二正交频分复用(OFDM)信号；
使用所述第一OFDM信号和所述第二OFDM信号来生成用于调制器的第一输入；
使用所述第一OFDM信号和所述第二OFDM信号来生成用于所述调制器的第二输入；以及
操作所述调制器以从所述第一输入和所述第二输入产生经调制的信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，生成所述第一输入包括通过将所述第一OFDM信号与所述第二OFDM信号相加地组合来生成所述第一输入。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，生成所述第二输入包括通过将所述第一OFDM信号的希尔伯特变换形式与所述第二OFDM信号的希尔伯特变换形式相减地组合来生成所述第二输入。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述调制器是马赫曾德尔调制器(MZM)，并且其中所述方法还包括在Vπ/2的偏差下驱动所述MZM。
5.一种光信号接收方法，包括：
接收携带信息比特的双单边带调制(双SSB)的光信号；
对所述双SSB信号进行滤波以生成接收的左信号和接收的右信号；
对所述接收的左信号和所述接收的右信号操作展开级数多输入多输出(MIMO)均衡器以产生均衡的左信号和均衡的右信号；以及
对所述均衡的左信号和所述均衡的右信号进行解调以从所接收的双SSB信号中恢复信息比特。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，对于每个输出，所述展开级数MIMO均衡器包括用于均衡带内信道失真的第一自适应滤波器、用于均衡交叉信道失真的第二自适应滤波器、和用于均衡非线性失真的第三自适应滤波器。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，用于均衡所述非线性失真的所述第三自适应滤波器包括使用相应输出的数学模型的Volterra级数展开系数。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，使用Volterra级数展开系数包括仅使用Volterra级数展开的非线性项。
9.根据权利要求5所述的方法，其中，所述展开级数MIMO均衡器使用最小均方误差准则被自适应地优化。
10.一种光信号接收方法，包括：
接收携带信息比特的双单边带调制(双SSB)的光信号；
通过将所述光信号的双SSB应用为多输入多输出(MIMO)均衡器的多个输入来减小所述光信号的双SSB之间的干扰；
通过仅使用在所述MIMO均衡器的输出端处的均衡的信号的Volterra级数展开的非线性项来减小非线性；以及
对由减小非线性而产生的信号进行解调，以从所述双SSB信号中恢复信息比特。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，对于每个输出，所述MIMO均衡器包括用于均衡带内信道失真的第一自适应滤波器、用于均衡交叉信道失真的第二自适应滤波器、和用于均衡非线性失真的第三自适应滤波器。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述MIMO均衡器使用最小均方误差准则被自适应地优化。
13.根据权利要求10所述的方法，其中，对由减小非线性而产生的信号进行解调包括：
将样本从实数值转换为复数值；
去除循环前缀；
对符号流进行下采样；
从串行比特表示转换为并行比特表示；以及
执行N-点快速傅里叶变换(FFT)。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述FFT的输出通过以下操作进行处理：
执行后均衡；
执行并行到串行的转换；
通过使用判决引导最小均方(DD-LMS)级来获得均衡的符号；以及对所述均衡的符号进行解映射以恢复数据。
15.一种用于通过光网络传输信息比特的光发射器装置，包括：
光源，其生成光波作为光载波；
正交频分复用(OFDM)信号发生器，其从所述信息比特的第一部分生成第一OFDM信号并从所述信息比特的第二部分生成第二OFDM信号，以通过组合所述第一OFDM信号和所述第二OFDM信号来生成第一输入信号和第二输入信号；以及
调制器，其耦合到所述光源和所述OFDM信号发生器，以从所述第一输入信号和所述第二输入信号产生双单边带调制的光信号。
16.根据权利要求15所述的装置，其中，所述第一输入信号是通过将所述第一OFDM信号与所述第二OFDM信号相加地组合而生成的。
17.根据权利要求15所述的装置，其中，所述第二输入信号是通过将所述第一OFDM信号的希尔伯特变换形式与所述第二OFDM信号的希尔伯特变换形式相减地组合而生成的。
18.根据权利要求15所述的装置，其中，所述调制器是双驱动器马赫曾德尔调制器(DD-MZM)。
19.根据权利要求18所述的装置，其中，所述DD-MZM包括以Vπ/2的偏差被驱动的两个并行相位调制器。
20.根据权利要求18所述的装置，其中，所述第一输入信号驱动所述DD-MZM的上分支，并且所述第二输入信号驱动所述DD-MZM的下分支。
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