CN108510945A - Oled像素补偿电路 - Google Patents

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Abstract

一种OLED像素补偿电路，包括开关管T1、T3、T4、T6，所述开关管T1、T3、T6的使能端与扫描驱动信号连接；T1的源端与T4的使能端连接，漏极接阈值电压输出端；所述T4的使能端还与T3的漏极连接，T3的源端还与输入电压VDD连接；T4的源极还与输入电压VDD连接，T4的漏极与OLED正极连接；T1的源极还与T6的源极连接，所述T6的源端与OLED的正极连接，T6的漏极与参考电压Vref连接。解决现有技术补偿电压提取不够精密，像素补偿效果不好的问题。

Description

OLED像素补偿电路
技术领域
本发明涉及OLED面板显示技术，尤其涉及一种能够有效抑制TFT对OLED发光亮度影响的像素补偿电路。
背景技术
有机发光二极管(Organic Light Emitting Diode，OLED)依驱动方式可分为被动式矩阵驱动(Passive Matrix OLED，PMOLED)和主动式矩阵驱动(Active Matrix OLED，AMOLED)两种。其中，PMOLED是当数据未写入时并不发光，只在数据写入期间发光。这种驱动方式结构简单、成本较低、较容易设计，主要适用于中小尺寸的显示器。
最后，AM代表Active Matrix，是相对于Passive Matrix而言的，是指每个OLED像素的驱动方式。在Passive Matrix中，每个像素的控制是通过一个复杂的电极网络来实现的，从而实现某个像素的充放电，总体来说，Passive Matrix的控制方式相对速度较慢，控制精度也稍低。而与Passive Matrix不同，Active Matrix则是在每个LED上都加装了TFT和电容层，这样在某一行某一列通电激活相交的那个像素时，像素中的电容层能够在两次刷新之间保持充电状态，从而实现更快速和更精确的像素发光控制。
由于AMOLED面板上的电压VDD于每个像素间都连接在一起，当驱动发光时，电压VDD上会有电流流过。考虑到VDD金属线本身具有阻抗，会有压降存在，造成每一像素的VDD会出现差异，导致不同像素间存在电流差异。如此一来，流经OLED的电流不同，所产生的亮度也不同，进而AMOLED面板不均匀。另外，由于制程的影响，每一像素中的薄膜晶体管的阈值电压均不相同，即使提供相同数值的电压Vdata，其所产生的电流仍然会有差异，这也将造成面板不均匀。此外，如果采用像素补偿电路对上述电压进行补偿，大部分补偿电路又会受限于扫描时间太短而影响补偿效果。
有鉴于此，如何设计一种用于AMOLED面板的像素补偿电路，以有效地改进或消除上述面板不均匀等诸多缺陷，是业内相关技术人员亟待解决的一项课题。
发明内容
为此，需要提供一种新的OLED像素补偿电路，解决现有技术补偿电压提取不够精密，像素补偿效果不好的问题。
为实现上述目的，发明人提供了一种OLED像素补偿电路，包括开关管T1、T3、T4、T6，所述开关管T1、T3、T6的使能端与扫描驱动信号连接；T1的源端与T4的使能端连接，漏极接阈值电压输出端；所述T4的使能端还与T3的漏极连接，T3的源端还与输入电压VDD连接；T4的源极还与输入电压VDD连接，T4的漏极与OLED正极连接；T1的源极还与T6的源极连接，所述T6的源端与OLED的正极连接，T6的漏极与参考电压Vref连接。
进一步地，还包括电容C1，所述电容C1的一端与T1的源端连接，另一端与T3的漏极连接。
优选地，还包括开关管T2，所述开关管T2的使能端与发光驱动信号连接，T1的源极还通过T2与T6的源极连接。
可选地，T4的源端通过开关管T5与输入电压VDD连接，所述开关管T5的使能端与发光驱动信号连接。
优选地，所述开关管为薄膜晶体管。
区别于现有技术，上述技术方案通过增加缓存量提供内存变频时候的数据输出，使得内存在进行变频的时候都不会显示卡顿，并且能够进一步达到任意时刻进行DDR变频而不影响显示的效果。
附图说明
图1为具体实施方式所述的像素补偿电路示意图；
图2为具体实施方式所述的补偿讯号示意图；
图3为具体实施方式所述的复位阶段电路信号示意图；
图4为具体实施方式所述的阈值电压提取阶段电路信号示意图；
图5为具体实施方式所述的维持阶段电路信号示意图；
图6为具体实施方式所述的发光阶段电路信号示意图；
图7为具体实施方式所述的仿真结果示意图；
图8为具体实施方式所述的仿真结果示意图。
具体实施方式
为详细说明技术方案的技术内容、构造特征、所实现目的及效果，以下结合具体实施例并配合附图详予说明。
请参阅图1，一种OLED像素补偿电路，开关管T1、T3、T4、T6，所述开关管T1、T3、T6的使能端与扫描驱动信号连接；T1的源端与T4的使能端连接，漏极接阈值电压输出端；所述T4的使能端还与T3的漏极连接，T3的源端还与输入电压VDD连接；T4的源极还与输入电压VDD连接，T4的漏极与OLED正极连接；所述T6的源端与OLED的正极连接，T6的漏极与参考电压Vref连接。这里所述的开关管可以是P场效应管、N场效应管、三极管等多种实施方式，对应的使能端为栅极或基极，其余的开关管端根据本领域技术人员的常识可以确定接通即可，如我们说开关管T4的源端通过T5与电源电压VDD相连接，在开关管为三极管的情况下，即为三极管T1的源极与T5的发射极连接，T5的集电极再与电源电压VDD连接，在三极管替换为场效应管的实施例下，只需要对应安装相应的源极、漏极即可。接下来我们以开关管为TFT薄膜晶体管为例进行说明，请参阅图1，所述开关管T1、T3、T6的使能端与扫描驱动信号scan n连接；T1的源端与T4的使能端连接，漏极接阈值电压输出端；所述T4的使能端还与T3的漏极连接，T3的源端还与输入电压VDD连接；T4的源极还与输入电压VDD连接，T4的漏极与OLED正极连接；T1的源极还与T6的源极连接，所述T6的源端与OLED的正极连接，T6的漏极与参考电压Vref连接。其中扫描驱动信号是对于像素的行与行间间隔触发的时序脉冲信号，发光驱动信号为驱动面板发光的信号。
这里请看图2，为补偿讯号的时序示意图，从图中可以看到根据扫描驱动信号scan及发光驱动信号Em的交叠产生了共计四个阶段，我们将其分别命名为复位阶段t1、阈值电压提取和数据写入阶段t2、维持阶段t3和发光期间t4。更具体地说，在复位阶段t1，主要复位A和B点电压，在写入阶段t2主要提取T4TFT的VTh，在维持阶段，各电位电压不变，最后在发光阶段，在驱动OLED device时，提取OLED的驱动电压(阳极电压)实现对OLED device补偿，Vdata能够提取到更为精确的数据电压，能够达到精确补偿像素电压的效果。因此，在图3所示的进一步的实施例中，通过T1、T3、T4、T6的设置，能够使得，在t1阶段开始后，T1、T3、T4、T6TFT全部打开，此时C点电位为Vdata，A点电位为VDD，B点电位为Vref，其中VDD为高电压，保证T4TFT能够打开，Vref为低电位，保证OLED device关闭，此阶段完成A、B和C节点电位的复位。因此Vdata能够提取OLED的驱动电压(阳极电压)实现对OLED device补偿，Vdata能够提取到更为精确的数据电压，上述设计能够达到精确复位本发明像素补偿电路电压的效果。
进一步的实施例中，我们的方案还包括开关管T2、T5，所述开关管T2的使能端与发光驱动信号连接，T1的源极还通过T2与T6的源极连接。T4的源端通过开关管T5与输入电压VDD连接，所述开关管T5的使能端与发光驱动信号连接。进而，在发光驱动信号变为低电平时，本电路能够控制T2、T5的关闭，使得在发光驱动信号关闭的时候，C和B点电压维持不变，分别为Vdata和Vref电压，而A点电压发生变化，A点在这个阶段的起始电压为VDD，由于T4TFT打开，A点电压会慢慢变低，A点电压会经T3、T4和T6流向Vref，当A点和B点电压差Vgs(T4)＝Vth时，T4关闭，此时A点电压变为Vref+Vth。A点电压与T4TFT Vth相关，完成T4TFTVth提取。因此通过上述开关管T2、T5的设计，能够达到更加精确地进行电压差Vth提取的效果。
其他一些进一步的实施例中，图中还包括电容C1，所述电容C1的一端与T1的源端连接，另一端与T3的漏极连接。通过上述设计，C1能够在发光驱动信号结束后，扫描驱动信号结束前，在一段时间内维持BC点的电压，使A点电压能够在这段时间内维持放电降低状态，使得最终的T4TFT Vth的提取数值更加的精确，更好地解决了像素电压补偿的问题。
作为一个优选的实施例，包括TFT薄膜晶体管T1-T6、电容C1；所述开关管T1、T3、T6的使能端与扫描驱动信号连接；T1的源端与T4的使能端连接，漏极接阈值电压输出端；所述T4的使能端还与T3的漏极连接，T3的源端还通过开关管T5与输入电压VDD连接；T4的源极还通过开关管T5与输入电压VDD连接，T4的漏极与OLED正极连接；所述开关管T5的使能端与发光驱动信号连接；T1的源极还通过T2与T6的源极连接，开关管T2的使能端与发光驱动信号连接，所述T6的源端与OLED的正极连接，T6的漏极与参考电压Vref连接。所述电容C1的一端与T1的源端连接，另一端与T3的漏极连接。
基于上面所述的装置，能够实现如下文介绍的一种具体补偿流程，图2为本发明补偿讯号示意图，共计四个阶段，分别为复位阶段t1、阈值电压提取和数据写入阶段t2、维持阶段t3和发光期间t4。更具体地，在复位阶段，主要复位A和B点电压，在补偿阶段主要提取T4TFT的VTh，在维持阶段，各电位电压不变，最后在发光阶段，在驱动OLED device时，提取OLED的驱动电压(阳极电压)实现对OLED device补偿。以下为各阶段的具体过程
图3展示了t1复位阶段中的电路原理图：scan和Em讯号全部为高电位，T1～T6TFT全部打开，此时C点电位为Vdata，A点电位为VDD，B点电位为Vref，其中VDD为高电压，保证T4TFT能够打开，Vref为低电位，保证OLED device关闭，此阶段完成A、B和C节点电位的复位。
图4展示了t2阈值电压提取阶段的电路原理图：T2和T5TFT关闭，其它TFT仍正常打开，C和B点电压维持不变，分别为Vdata和Vref电压，而A点电压发生变化，A点在这个阶段的起始电压为VDD，由于T4TFT打开，A点电压会慢慢变低，A点电压会经T3、T4和T6流向Vref，当A点和B点电压差Vgs(T4)＝Vth时，T4关闭，此时A点电压变为Vref+Vth。A点电压与T4 TFTVth相关，完成T4 TFT Vth提取。
图5展示了维持阶段的电路原理示意图：scan和Em讯号都为低电位，所有的TFT都是关闭状态，故各点电位保持不变。
图6为发光阶段的电路原理示意图：scan仍为低，Em讯号变成高电位，T2、T5和T4TFT打开，其它的TFT处于关闭状态，
此时各点电位变化如下：
由于此时OLED处于发光阶段，B点电位为OLED驱动电压V_OLED
B：V_OLED
T2TFT打开，C点电位由Vdata转变为V_OLED
C:V_OLED
A点电位会受到电容C耦合效应，电容C两端在T2和T3阶段的电压分别是Vdata(C点)和Vth+Vref(A点)，当到T4阶段时，C点电压变为V_OLED，故A点电压变为：
A：Vref+Vth-Vdata+VOLED
上述结果是认为A点电位是受电容100％耦合效应，即A点处电容C外无其它寄生电容。
有饱和区电流公式Ioled＝1/2*k*(VGS_T4-VTh)2可得，OLED器件的最终驱动电流为：
Ioled＝1/2K(Vref-Vdata)^2
(K是与TFT的size、mobility等相关的参数)，Ioled只有数据讯号和参考电压Vref相关，而与Vth_T4和V_OLED无关；进而补偿T4晶体管的阈值电压飘逸和OLED器件驱动电压变化引起的显示不均。
图7和图8给出本发明的仿真结果，其中，图7为OLED device飘移下Ioled变化，图8为TFT device恶化下OLED阳极电压变化。两幅图中可以看到，与传统的2T1C比较，本发明的补偿电路的电压表现相对平稳，说明如上方案记述的像素补偿电路对TFT和OLED device恶化有很好的补偿效果。证明本发明提供的OLED补偿电路可有效抑制驱动晶体管阈值电压变化和OVDD阻抗阻抗不均对OLED器件发光亮度的影响。
需要说明的是，尽管在本文中已经对上述各实施例进行了描述，但并非因此限制本发明的专利保护范围。因此，基于本发明的创新理念，对本文所述实施例进行的变更和修改，或利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，直接或间接地将以上技术方案运用在其他相关的技术领域，均包括在本发明的专利保护范围之内。

Claims (5)

1.一种OLED像素补偿电路，其特征在于，包括开关管T1、T3、T4、T6，所述开关管T1、T3、T6的使能端与扫描驱动信号连接；T1的源端与T4的使能端连接，漏极接阈值电压输出端；所述T4的使能端还与T3的漏极连接，T3的源端还与输入电压VDD连接；T4的源极还与输入电压VDD连接，T4的漏极与OLED正极连接；T1的源极还与T6的源极连接，所述T6的源端与OLED的正极连接，T6的漏极与参考电压Vref连接。
2.根据权利要求1所述的OLED像素补偿电路，其特征在于，还包括电容C1，所述电容C1的一端与T1的源端连接，另一端与T3的漏极连接。
3.根据权利要求2所述的OLED像素补偿电路，其特征在于，还包括开关管T2，所述开关管T2的使能端与发光驱动信号连接，T1的源极还通过T2与T6的源极连接。
4.根据权利要求1所述的OLED像素补偿电路，其特征在于，T4的源端通过开关管T5与输入电压VDD连接，所述开关管T5的使能端与发光驱动信号连接。
5.根据权利要求1-4任一项所述的OLED像素补偿电路，其特征在于，所述开关管为薄膜晶体管。
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