CN108493990A - 一种lcl滤波型储能并网逆变器多速率重复控制方法 - Google Patents
一种lcl滤波型储能并网逆变器多速率重复控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN108493990A CN108493990A CN201810253888.8A CN201810253888A CN108493990A CN 108493990 A CN108493990 A CN 108493990A CN 201810253888 A CN201810253888 A CN 201810253888A CN 108493990 A CN108493990 A CN 108493990A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- grid
- sampling rate
- energy storage
- connected current
- repetitive
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明涉及一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，包括下列步骤：S1：检测逆变器系统的PCC电压以及三相并网电流，并获取dq坐标下的并网电流指令；S2：获取两相静止坐标系下的PCC电压和并网电流，同时，将检测到的PCC电压通过锁相环得到PCC电压的位置角；S3：结合PCC电压的位置角和dq坐标下的并网电流指令，通过dq/αβ坐标转换，获取与PCC电压同步的并网电流指令；S4：对获取的并网电流指令与步骤S1中的并网电流求误差；S5：将误差通过依次设置的降采样环节、低采样速率的重复控制、升采样环节及高采样速率的P控制后进行调制。与现有技术相比，本发明具有节省资源、减少计算负担、成本低等优点。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子功率变换装置控制领域，尤其是涉及一种LCL滤波型储 能并网逆变器多速率重复控制方法。
背景技术
随着现代电网技术的发展，储能技术逐渐被应用到电力系统中，储能可以减小 昼夜间的负荷峰谷差，平滑负荷，降低供电成本，还可促进可再生能源的利用。同 时为保证可再生能源供电系统的稳定，研究储能变流器的并网控制极为重要。
目前，储能方式主要分为机械储能(如抽水蓄能、压缩空气储能)、化学储能 (如铅酸电池、超级电容器)、电磁储能(如超导电磁储能)和相变储能。其中， 抽水蓄能和压缩空气储能适合电网调峰；电池储能适合中小规模储能和新能源发电； 超导电磁储能适合电网调频；超级电容器储能适合电动汽车储能。
铅酸电池比能量和比功率较低，且价格便宜、生产成本低、可靠性高、技术成 熟，已广泛应用于电力系统。因此，将铅酸电池作为储能变流器的直流侧电源非常 合适。另一方面，储能逆变器产生的电压中含有大量开关频率次谐波，经滤波器衰 减后可减轻对电网的污染。LCL滤波器对逆变器产生的开关频率次谐波具有较好 的抑制效果，为抑制其谐振峰，可采用诸如电容电流反馈、电容电压反馈、并网电 流反馈和状态反馈等有源阻尼方法。其中GCFAD(grid current feedback active damping，并网电流反馈有源阻尼)仅需检测并网电流，可降低系统硬件成本，提 高系统的可靠性。
由于分布式电网含有各种电力电子装置及非线性、不平衡负载，因此其PCC 电压处含有各种低次谐波。为抑制PCC电压处的各种谐波以得到高质量的并网电 流，通常采用多准谐振控制或重复控制的策略。多准谐振控制器对特定谐波具有良 好抑制功能，但该方法增加了控制系统的设计难度。基于内模原理的重复控制利用 了干扰信号的周期性，可有效抑制PCC电压中周期性谐波的干扰，且设计简便。
SSRC(single sampling-rate repetitive control，传统单采样速率重复控制)数字 实现时，重复控制器的采样速率和逆变器功率器件的开关频率相同。为得到质量较高的并网电流，功率器件的开关频率通常可达10kHz，甚至更高。然而重复控制器 的采样速率越高，系统的稳定性越差，且数字控制器的内存消耗、计算负担越大。
经对现有技术文献(1、Bin Z,Keliang Z,Danwei W.Multirate repetitivecontrol for PWM DC/AC converters[J].IEEE Trans on Industrial Electronics，2014，61(6)： 2883-2890；2、Zhichao L,Bin Z,Keliang Z.Fractional-order phase leadcompensation for multi-rate repetitive control on three-phase PWM DC/ACinverter[C]//IEEE Applied Power Electronics Conference&Exposition,2016:1155-1162.)的检索发现，有学者提 出了MRC(multirate repetitive control，多速率重复控制)，并将其应用于PWM逆 变电源。但该策略所提的MRC设计方法有一定的局限，例如：(1)该MRC设计 方法仅适用于重复+状态反馈相结合的复合控制结构，因而增加了传感器的数目；(2)该MRC设计方法的适用对象大多为LC滤波器，还未有有效应用于LCL滤 波器的控制方法。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种LCL滤波型 储能并网逆变器多速率重复控制方法。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，包括下列步骤：
S1：检测逆变器系统的PCC电压以及三相并网电流，并获取dq坐标下的并网 电流；
S2：将检测到的PCC电压进行abc/αβ坐标转换，获取两相静止坐标系下的PCC 电压和并网电流，同时，将检测到的PCC电压通过锁相环得到PCC电压的位置角；
S3：结合PCC电压的位置角和dq坐标下的并网电流指令，通过dq/αβ坐标转 换，获取与PCC电压同步的并网电流指令；
S4：对与PCC电压同步的并网电流指令与步骤S1中的并网电流求误差；
S5：将误差通过多速率重复控制系统后，输入至PWM调制器进行调制，所述 的多速率重复控制系统包括依次设置的降采样环节、低采样速率的重复控制、升采 样环节及高采样速率的P控制。
优选地，所述的LCL滤波器采用并网电流反馈有源阻尼方法。
优选地，所述的高采样速率的P控制与LCL滤波器构成并网电流反馈控制环。
优选地，所述的低采样速率的重复控制的采样周期Ts与并网电流反馈控制环 的采样周期T的关系式为：
Ts＝mT
其中，m为大于零的整数，且m越大，重复控制的采样速率越低。
优选地，所述的低采样速率的重复控制设有用以补偿降采样环节和升采样过程对系统的影响的超前环节。
优选地，所述的高采样速率的P控制的采样速率为低采样速率的重复控制的 采样速率的m倍。
优选地，所述的PWM调制器采用SPWM调制。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
一、节省资源：本发明结合高采样速率的P控制与低采样速率的重复控制， 在保持系统稳态精度的情况下，可节省数字控制器内部资源，降低储能变流器的成 本；
二、减少计算负担：本发明采用低采样率的重复控制减少了系统的运算量， 进而减小了每一个控制周期内由重复控制器造成的计算延时，在控制速度不降低的 同时，降低了数字控制器的计算负担和内存消耗，提高了系统的稳定裕度；
三、成本低：本发明的控制方法仅需要测量并网电流和电网电压，无需过多 的硬件及检测设备，大大节约了硬件成本。
附图说明
图1为三相LCL滤波的储能并网逆变器拓扑及控制结构图；
图2为P控制下的并网电流反馈有源阻尼框图；
图3为仅P控制时开环系统的根轨迹；
图4为采用本发明方法的三相LCL滤波的储能并网逆变器拓扑及控制结构图；
图5为本发明方法中多速率重复控制系统的结构框图；
图6是单采样速率的多速率重复控制系统的等效结构框图；
图7为重复控制器等效控制对象在不同采样速率下的伯德图；
图8为在超前环节的不同阶次下的伯德图；
图9为不同控制方法下的G(ejωT)和的轨迹图，其中，图9(a)为采 用SSRC控制下的轨迹图，图9(b)为采用MRC控制下的轨迹图；
图10为本发明实施例中不同控制方法下开环传递函数幅频特性曲线的对比图，其中，图10(a)为采用SSRC控制下的开环传递函数幅频特性曲线图，图10(b) 为采用MRC控制下的开环传递函数幅频特性曲线图；
图11为本发明实施例中误差输出响应对比图；
图12为本发明实施例中电网电压波形图与频谱图，其中，图12(a)为电网 电压波形图，图12(b)为频谱图；
图13为本发明实施例中采用SSRC时的并网电流波形图与频谱图，其中，图 13(a)为并网电流波形图，图13(b)为频谱图；
图14为采用MRC，且m为2时的并网电流波形图与频谱图，其中，图14(a) 为并网电流波形图，图14(b)为频谱图；
图15为采用MRC，且m为4时的并网电流波形图与频谱图其中，图15(a) 为并网电流波形图，图15(b)为频谱图；
图16为本发明实施例中稳态情况下，重复控制器在不同控制方法下的输出波 形对比图，其中，图16(a)为采用SSRC时重复控制器的输出波形图，图16(b) 为采用MRC时，且m为2时重复控制器的输出波形图，图16(c)为采用MRC 时，且m为4时重复控制器的输出波形图；
图17为本发明实施例中指令电流变化时，并网电流的动态实验波形图，其中， 图17(a)为采用SSRC时并网电流的波形图，图17(b)为采用MRC时，且m 为2时并网电流的波形图，图17(c)为采用MRC时，且m为4时并网电流的波 形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。
实施例
本发明涉及一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，该方法 包括下列步骤：
步骤一、检测逆变器系统的PCC电压以及三相并网电流，并获取dq坐标下的 并网电流；
步骤二、将检测到的PCC电压进行abc/αβ坐标转换，获取两相静止坐标系下 的PCC电压和并网电流，同时，将检测到的PCC电压通过锁相环得到PCC电压 的位置角θPLL；
步骤三、结合PCC电压的位置角θPLL和dq坐标下的并网电流指令，通过dq/αβ 坐标转换，获取与PCC电压同步的并网电流指令；
步骤四、对获取的与PCC电压同步的并网电流与步骤一中的并网电流求误差；
步骤五、将误差通过多速率重复控制系统后，输入至PWM调制器进行调制， 所述的多速率重复控制系统包括依次设置的降采样环节、低采样速率的重复控制、 升采样环节及高采样速率的P控制。
三相LCL滤波的储能并网逆变器拓扑及控制结构如图1所示，图中，Ug和Zg分别为电网电压和电网阻抗，R1、R2分别为LCL电感支路的寄生电阻；L1、L2为串联 电感；C为电容；控制系统通过锁相环获得与PCC电压同步的并网电流指令信号i2αβ *， 逆变器采用MRC+P的复合控制策略和SPWM(sinusoidal pulse width modulation， 正弦脉宽调制)，LCL滤波器采用GCFAD方法。
以α轴电流控制为例，P控制下的GCFAD结构如图2所示。图中，H(z)为GCFAD 的传递函数；Kpwm为逆变桥增益环节，通常取直流输入电压的一半；Gd(z)为一拍 控制延时。该并网电流反馈控制环采样速率高，为10kHz。
忽略电网阻抗Zg并考虑LCL电感支路的寄生电阻R1、R2，可得LCL滤波器 的连续时间传递函数GLCL(s)为：
GCFAD的传递函数的连续域H(s)的表达式为：
其中，Kc为反馈系数，ωh为高通滤波器H(s)的转折频率。
LCL滤波器中的参数分别为：L1＝4mH，L2＝1mH，C＝10μF，R1＝0.1Ω，R2＝0.02Ω。P控制下系统的开环传递函数可表示为：
高采样速率下的采样周期T为100μs，分别对GLCL(s)、H(s)采用零阶保持器、 双线性变换离散法。绘制以P控制器参数KP为开环增益的根轨迹如图3所示，可 知闭环系统稳定时KP的整定范围是0～0.18。
综合考虑系统的稳定性和快速性，P控制器参数Kp取0.05，可得此时系统的闭 环传递函数表达式：
以α轴电流控制为例，图4为采用本发明方法的三相LCL滤波的储能并网逆变 器拓扑及控制结构图，图5给出了MRC系统的结构。其中，高采样速率的P控制 与LCL滤波器构成并网电流反馈控制环，并网电流反馈控制环采样速率较高，其 采样周期为T。P(z)为重复控制器的等效控制对象。重复控制器的采样速率较低， 其采样周期为Ts＝mT。Eα(z)为参考信号与实际测量信号的误差，即PCC电压同步 的并网电流i2α *与实际检测的并网电流i2经坐标变换所得i2α的误差；高采样速率的 误差信号Eα(z)经抗混叠滤波器Fa(z)和降采样环节后所得的信号Eα(zm)作为重复控 制器的输入，重复控制器低采样速率的输出信号Ur(zm)需要经过零阶保持器进行升 采样，升采样后的信号为Ur(z)。
逆变器并网电流反馈控制环的采样速率与重复控制器采样速率的比值m定义 为采样因子，两种采样速率间的关系可表示成：
为设计图5中MRC，需将其转化成以重复控制低采样速率的等效单采样速率 控制系统。以α轴电流控制为例，等效单采样速率控制结构如图6所示。
图6中，P(zm)为低采样速率下重复控制器的等效控制对象；Q(zm)为内模改进 环节，用于提高系统的稳定性；S(zm)为低通滤波环节或低通滤波与陷波滤波的组 合环节，目的是抑制LCL滤波器的谐振峰以及增加P(zm)在高频段的幅值衰减速度， 以增强系统的稳定性和抗干扰能力；为相位超前环节，用来补偿P(zm)和S(zm) 带来的相位滞后。
为简化MRC设计和MRC系统的性能分析，可将Fa(z)、降采样环节和升采样 过程中零阶保持器对系统的影响由超前环节进行补偿。
第一步：将P(z)转换成低采样速率的等效传递函数P(zm)。本发明采样因子m 取2，故先将P(z)以10kHz的采样速率连续化，再以5kHz的采样速率离散化，最 后可得P(zm)的表达式：
P(z)和P(zm)的伯德图如图7所示，可见二者的幅频特性和相频特性在低频段基本一致，且二者对应的奈奎斯特频率分别为5kHz和2.5kHz。
第二步：设计S(zm)。由图7可知，P(zm)在高频处存在一谐振峰，为避免该谐 振峰对MRC系统的稳定性产生影响，P(zm)在该谐振频率附近的幅值衰减速度应尽 可能快。为此本发明选择四阶巴特沃斯滤波器替代二阶低通滤波器作为S(zm)。截 止频率取1kHz，由Matlab/Fdatool工具箱，可得其表达式：
第三步：确定超前环节的阶次k。图8示出了k取4、5、6时，的伯德图。可知k取5时，可对P(zm)和S(zm)带来的相位滞后进行较好的补偿。
第四步：确定内模改进环节Q(zm)。本发明Q(zm)取零相移低通滤波器，即 0.1zm -1+0.8+0.1zm。
为满足奈奎斯特抽样定理，图5中的抗混叠滤波器Fa(z)的截止频率应满足不大于重复控制器低采样速率一半的要求。
由图6可得系统闭环传递函数的表达式：
闭环系统稳定的充分条件是系统特征方程根分布在单位圆内，即：
式中，Nm＝T/Ts/m，为的幅相频率特性，其 中，的表达式为：
式中，角频率ωm∈[0，π/Ts]，即角频率ωm从0增大到奈奎斯特频率过程中，的轨迹不超过单位圆，就可认为特征方程根分布在单位圆内，系统稳定。 采用SSRC和MRC策略时，G(ejωT)和的轨迹如图9(a)和图9(b)所 示。由图9可知，G(ejωT)和的轨迹均在单位圆内，因而采用SSRC或MRC， 闭环系统均可稳定。但采用MRC时，系统的稳定裕度提高，原因是较低采样速率 的重复控制器可减小每一个控制周期内由重复控制器造成的计算延时。或者从图9 的轨迹图也可解释：MRC的采样速率降为SSRC的一半，因此奈奎斯特频率减小 一半，故在中高频段的衰减速度较G(ejωT)快，且在高频段通过的 轨迹相应减少，因此系统的稳定裕度得到提高。
但采样速率降低也会导致重复控制器在谐波频率处控制增益的下降。由图6可 得系统开环传递函数如下式所示：
两种策略下系统开环传递函数幅频特性如图10所示。由图10可知采用MRC 时，系统在高次谐波频率处的控制增益相比采用SSRC有所降低，由于电网中的高 次谐波含量较低，因此高次谐波频率处增益的少许下降对并网电流质量的影响很小。 但采样速率降低过多还是会对并网电流质量产生不利影响。
由图5可得闭环系统误差传递函数表达式为：
图11给出了指令信号为sin(100πt)，分别采用SSRC和MRC策略时闭环系统 的误差输出响应。由图11可知：(1)二者的误差收敛速度基本一致，即采用两种 策略时系统的动态性能接近；(2)采用两种策略时稳态误差均可收敛至零，即采用 SSRC和MRC，系统均具备优良的稳态性能。
首先对系统进行稳态分析。实验中不考虑电网阻抗，此时PCC电压即为电网电 压。由于含有非线性本地负载，PCC电压中含有各种低次谐波。因而实验中向电 网分别注入5、7、11、13、17、19、23，25次谐波，其含量分别为3.07％、1.92％、 1.77％、1.47％、1.23％、1.06％、0.53％，0.34％。图11给出了采用SSRC和MRC (m＝2、m＝4)时，PCC电压和并网电流的稳态实验波形。由图12可知，采用SSRC 和MRC，逆变器均可输出高质量的并网电流，但采样因子m取值过大会降低并网 电流质量。稳态性能的实验结果和前面的理论分析相一致。
图13给出了指令电流为10A，采用SSRC、MRC(m＝2、m＝4)策略时，稳态 时重复控制器的输出波形。由图13(b)可知采用MRC策略，数字控制器的计算 负担和内存消耗大幅降低。
其次测试储能并网逆变器的动态性能。图14给出了指令电流增大情况下，采 用SSRC和MRC(m＝2、m＝4)策略时并网电流的动态仿真波形。由图14可知， 采用SSRC和MRC(m＝2、m＝4)策略时，系统的动态响应速度接近。动态性能 的仿真结果和前面的理论分析相一致。
综上所述，与SSRC策略相比，本发明的MRC策略在保证与SSRC方法相近 的动态、稳态性能基础上，大幅降低了储能变流器数字控制器的内部资源；且本发 明的MRC设计方法具有一般性，可为多速率重复控制应用于其他领域提供设计思 路。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此， 任何熟悉本技术领域的工作人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效 的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明 的保护范围应以权利要求的保护范围为准。
Claims (7)
1.一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，该方法将多速率重复控制应用于设有LCL滤波器的储能并网逆变器，其特征在于，该方法包括下列步骤：
S1：检测逆变器系统的PCC电压以及三相并网电流，并获取dq坐标下的并网电流；
S2：将检测到的PCC电压进行abc/αβ坐标转换，获取两相静止坐标系下的PCC电压和并网电流，同时，将检测到的PCC电压通过锁相环得到PCC电压的位置角；
S3：结合PCC电压的位置角和dq坐标下的并网电流指令，通过dq/αβ坐标转换，获取与PCC电压同步的并网电流指令；
S4：对与PCC电压同步的并网电流指令与步骤S1中的并网电流求误差；
S5：将误差通过多速率重复控制系统后，输入至PWM调制器进行调制，所述的多速率重复控制系统包括依次设置的降采样环节、低采样速率的重复控制、升采样环节及高采样速率的P控制。
2.根据权利要求1所述的一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，其特征在于，所述的LCL滤波器采用并网电流反馈有源阻尼方法。
3.根据权利要求2所述的一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，其特征在于，所述的高采样速率的P控制与LCL滤波器构成并网电流反馈控制环。
4.根据权利要求3所述的一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，其特征在于，所述的低采样速率的重复控制的采样周期Ts与并网电流反馈控制环的采样周期T的关系式为：
Ts＝mT
其中，m为大于零的整数，且m越大，重复控制的采样速率越低。
5.根据权利要求1所述的一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，其特征在于，所述的低采样速率的重复控制设有用以补偿降采样环节和升采样过程对系统的影响的超前环节。
6.根据权利要求4所述的一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，其特征在于，所述的高采样速率的P控制的采样速率为低采样速率的重复控制的采样速率的m倍。
7.根据权利要求1所述的一种LCL滤波型储能并网逆变器的多速率重复控制方法，其特征在于，所述的PWM调制器采用SPWM调制。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201810253888.8A CN108493990A (zh) | 2018-03-26 | 2018-03-26 | 一种lcl滤波型储能并网逆变器多速率重复控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201810253888.8A CN108493990A (zh) | 2018-03-26 | 2018-03-26 | 一种lcl滤波型储能并网逆变器多速率重复控制方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN108493990A true CN108493990A (zh) | 2018-09-04 |
Family
ID=63337791
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201810253888.8A Pending CN108493990A (zh) | 2018-03-26 | 2018-03-26 | 一种lcl滤波型储能并网逆变器多速率重复控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN108493990A (zh) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109687754A (zh) * | 2019-01-30 | 2019-04-26 | 东北电力大学 | 一种自适应三相lcl并网逆变器控制方法 |
| CN110011364A (zh) * | 2019-04-29 | 2019-07-12 | 华北电力大学（保定） | 一种降低有功功率载荷波动对系统稳定影响的控制方法 |
| CN113517720A (zh) * | 2021-09-10 | 2021-10-19 | 四川大学 | 弱电网下lcl并网逆变器分数相位补偿控制方法及设备 |
-
2018
- 2018-03-26 CN CN201810253888.8A patent/CN108493990A/zh active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109687754A (zh) * | 2019-01-30 | 2019-04-26 | 东北电力大学 | 一种自适应三相lcl并网逆变器控制方法 |
| CN109687754B (zh) * | 2019-01-30 | 2020-07-24 | 东北电力大学 | 一种自适应三相lcl并网逆变器控制方法 |
| CN110011364A (zh) * | 2019-04-29 | 2019-07-12 | 华北电力大学（保定） | 一种降低有功功率载荷波动对系统稳定影响的控制方法 |
| CN110011364B (zh) * | 2019-04-29 | 2023-10-13 | 华北电力大学（保定） | 一种降低有功功率载荷波动对系统稳定影响的控制方法 |
| CN113517720A (zh) * | 2021-09-10 | 2021-10-19 | 四川大学 | 弱电网下lcl并网逆变器分数相位补偿控制方法及设备 |
| CN113517720B (zh) * | 2021-09-10 | 2022-02-11 | 四川大学 | 弱电网下lcl并网逆变器分数相位补偿控制方法及设备 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN108616141B (zh) | 微电网中lcl并网逆变器功率非线性的控制方法 | |
| CN108023352B (zh) | 抑制分布式发电谐振的电网高频阻抗重塑装置及方法 | |
| CN109066684B (zh) | 一种基于lcl滤波的三相有源电力滤波器及其控制方法 | |
| CN105449709A (zh) | 一种光伏发电系统并网控制方法 | |
| CN106655274A (zh) | 一种三相并网逆变器并网电流的控制方法 | |
| CN108493990A (zh) | 一种lcl滤波型储能并网逆变器多速率重复控制方法 | |
| CN107204630B (zh) | 兼具快速动态响应的海岛npc型电源高精度控制方法 | |
| CN110460035B (zh) | 基于鲁棒扰动观测器的dc-dc变换器动态补偿方法及系统 | |
| CN101291057B (zh) | 采用三单相结构的动态电压补偿器 | |
| CN106571643A (zh) | 一种光储微电网系统控制方法 | |
| CN107579666B (zh) | 基于mmc矩阵变换器的多功能混合型电力电子变压器及控制方法 | |
| CN201061144Y (zh) | 采用三单相结构的动态电压补偿器 | |
| CN106451494A (zh) | 一种基于网侧电流反馈的有源阻尼控制方法 | |
| CN114142751B (zh) | 一种不平衡电网电压下三相csr比例积分谐振控制方法 | |
| Ebrahimpanah et al. | Model predictive current control with duty cycle optimization for two-level three-phase grid-tied inverter with output LCL filter based on forward Euler approximation | |
| Reddy et al. | Enhancement of power quality with fuzzy based UPQC in grid integrated and battery assisted PV system | |
| CN105490297A (zh) | 基于双逆变器群协调控制的微电网供电电压和电网电流谐波同步补偿方法 | |
| CN107181421A (zh) | 一种减小数字控制延时对lcl型并网逆变器影响的控制方法 | |
| CN113541196A (zh) | 一种单相lc型并网逆变器分数阶控制方法 | |
| Faiz et al. | An alternative control synthesis for stability enhancement of digital-controlled LCL-filtered grid-connected inverter | |
| Pan et al. | Fractional-order sliding mode control strategy for quasi-Z source photovoltaic grid-connected inverter | |
| Chen et al. | The Research on Composite Control Strategy of Active Power Filter | |
| Ricchiuto et al. | Low-switching-frequency active damping methods of medium-voltage multilevel inverters | |
| Wang et al. | A fractional order fast repetitive control paradigm ofvienna rectifier for power quality improvement | |
| Sun et al. | Robust Repetitive Controller Design Based on S/SK Problem for Single-phase Grid-connected Inverters |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20180904 |