CN108493533A - 一种具有稳定宽阻带的可调滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种具有稳定宽阻带的可调滤波器，解决了现有技术中设计可调滤波器时谐波频率随基波通带联动而导致上阻带不够稳定的技术问题。所述具有稳定宽阻带的可调滤波器主要包括：分别加载变容管Cv11和Cv12的两个阶跃阻抗谐振器(SIR)、一对馈线以及连接谐振器和馈线的两个变容管(Cv21和Cv22)；其中，加载在SIR最低次谐波(三次谐波)射频分布电压零点处的变容管Cv11和Cv12用于调节基波频率，同时使三次谐波频率不随基波频率联动调谐，保证基波与谐波之间有稳定的距离。本发明的可调滤波器，在保证稳定上阻带的前提下，优化SIR的特性参数，使得基波通带的频率调谐范围拓宽，且性能指标能够满足微波频段应用需求。

Description

一种具有稳定宽阻带的可调滤波器
技术领域
本发明涉及射频通信技术领域，尤其涉及一种具有稳定宽阻带的可调滤波器。
背景技术
随着无线通信技术的高速发展，可重构/可调谐微波元件受到学者高度关注。可调带通滤波器作为一种重要的频率选择元件，因其具有减小系统尺寸，降低成本和降低复杂度的优点而被广泛研究。在过去一段时间，微电子机械系统、铁电体、压电致动器、变容二极管和微流体等多种频率调谐技术被用于研究可调滤波器。而基于平面传输线(例如微带)加载变容管的滤波器在使用中具有小尺寸，快调谐速度和低成本的优点，在可调滤波器设计中广受欢迎。
近年来，大多数可调滤波器将变容二极管加载到四分之一波长(λ/4)均匀阻抗谐振器(UIR)或阶跃阻抗谐振器(SIR)的开路端进行分析，获得最大频率的调谐范围，然而这种结构的可调滤波器未考虑到其谐波频率会随基波通带联动而导致上阻带不够稳定的问题，从而无法满足多样化的无线通信需求。
发明内容
本发明针对现有技术中存在的问题，提供了一种具有稳定宽阻带的可调滤波器，能够获得较大的可调范围和稳定的宽阻带，且性能指标能够满足微波频段应用。
本发明就上述技术问题而提出的技术方案如下：
一方面，本发明提供一种具有稳定宽阻带的可调滤波器，包括第一接口、第二接口、第一馈线、第二馈线、加载有第一变容管的第一阶跃阻抗谐振器、加载有第二变容管的第二阶跃阻抗谐振器、连接所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第一馈线的第三变容管、连接所述第二阶跃阻抗谐振器和所述第二馈线的第四变容管；
所述第一接口和所述第二接口对称设置，且所述第一接口位于所述第一馈线一端，所述第二接口位于所述第二馈线的一端；
所述第一馈线和所述第二馈线耦合且对称设置，所述第一馈线的另一端设置在所述第一阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处，所述第二馈线的另一端设置在所述第二阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处；
所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器耦合且对称设置，所述第一变容管的一端加载在所述第一阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处，所述第一变容管的另一端接地，所述第二变容管的一端加载在所述第二阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处，所述第二变容管的另一端接地；所述第一变容管和所述第二变容管是等同的；
所述第三变容管的一端与所述第一馈线的远离所述第一接口的一端连接，所述第三变容管的另一端加载在所述第一阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处；
所述第四变容管的一端与所述第二馈线的远离所述第二接口的一端连接，所述第四变容管的另一端加载在所述第二阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处；所述第三变容管和所述第四变容管是等同的。
进一步地，所述第一阶跃阻抗谐振器包括第一传输线和第二传输线，所述第二阶跃阻抗谐振器包括第三传输线和第四传输线；
所述第二传输线的一端与所述第一传输线的一端连接，所述第二传输线的另一端接地；所述第四传输线的一端与所述第三传输线的一端连接，所述第四传输线的另一端接地；所述第一变容管和所述第三变容管加载在所述第一传输线上，所述第二变容管和所述第四变容管加载在所述第三传输线上。
优选地，通过优化所述第一传输线的电长度与所述第一阶跃阻抗谐振器的电长度的比值、所述第三传输线的电长度与所述第二阶跃阻抗谐振器的电长度的比值、所述第一传输线的阻抗与所述第二传输线的阻抗的比值和所述第三传输线的阻抗与所述第四传输线的阻抗的比值来拓宽频率调谐范围；
在优化过程中，所述第一变容管一直加载在所述第一阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处，所述第二变容管一直加载在所述第二阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处。
优选地，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第一阶跃阻抗谐振器分别为四分之一波长阶跃阻抗谐振器。
优选地，所述最低次谐波为三次谐波。
本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：
将变容管(Cv11和Cv12)分别加载在两个阶跃阻抗谐振器的最低次谐波(三次谐波)的电压零点处调节基波频率，同时使三次谐波频率不随基波频率联动调谐，保证基波与谐波之间有稳定的距离，从而使设计的可调滤波器获得一个稳定的宽阻带；在保证上阻带稳定的前提下，优化阶跃阻抗谐振器的特性参数(阻抗比和电长度比)，拓宽可调滤波器的频率调谐范围。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例一提供的具有稳定宽阻带的可调滤波器的结构示意图；
图2是本发明实施例一中在三次谐波的电压零点处加载变容管的阶跃阻抗谐振器的结构示意图；
图3是图2中的阶跃阻抗谐振器在不同阻抗比Rz的条件下，SIR电长度比u和SIR三次谐波电压零点位置电长度与总电长度比uR的曲线关系图；
图4是图2中的阶跃阻抗谐振器在保持阻抗Z1不变、改变阻抗Z2的条件下，频率可调范围TR与u的关系图(直线对应UIR，曲线对应SIR)；
图5是图2中的阶跃阻抗谐振器在保持阻抗Z2不变、改变阻抗Z1的条件下，频率可调范围TR与u的关系图(直线对应UIR，曲线对应SIR)；
图6是本发明实施例一提供的具有稳定宽阻带的可调滤波器的尺寸示意图；
图7是本发明实施例一提供的具有稳定宽阻带的可调滤波器的一个窄频段S参数仿真与测试曲线图；
图8是本发明实施例一提供的具有稳定宽阻带的可调滤波器的一个宽频段S参数仿真与测试曲线图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
实施例一
本发明实施例提供了一种具有稳定宽阻带的可调滤波器，参见图1，该可调滤波器包括第一接口11、第二接口12、第一馈线13、第二馈线14、加载有第一变容管Cv11的第一阶跃阻抗谐振器15、加载有第二变容管Cv12的第二阶跃阻抗谐振器16，、连接所述第一阶跃阻抗谐振器15和所述第一馈线13的第三变容管Cv21、连接所述第二阶跃阻抗谐振器16和所述第二馈线14的第四变容管Cv22；
所述第一接口11和所述第二接口12对称设置，且所述第一接口11位于所述第一馈线13一端，所述第二接口12位于所述第二馈线14的一端；
所述第一馈线13和所述第二馈线14耦合且对称设置，所述第一馈线13的另一端设置在所述第一阶跃阻抗谐振器15的最低次谐波的电压零点处，所述第二馈线14的另一端设置在所述第二阶跃阻抗谐振器16的最低次谐波的电压零点处；
所述第一阶跃阻抗谐振器15和所述第二阶跃阻抗谐振器16耦合且对称设置，所述第一变容管Cv11的一端加载在所述第一阶跃阻抗谐振器15的最低次谐波的电压零点处，所述第一变容管Cv11的另一端接地，所述第二变容管Cv12的一端加载在所述第二阶跃阻抗谐振器16的最低次谐波的电压零点处，所述第二变容管Cv12的另一端接地；所述第一变容管Cv11和所述第二变容管Cv12是等同的。
需要说明的是，本发明所提供的可调滤波器呈轴对称设置，即两个接口呈轴对称、两个馈线呈轴对称、以及两个阶跃阻抗谐振器呈轴对称。每个阶跃阻抗谐振器上加载有变容管，且变容管加载在其对应的阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处调节基波频率，同时使三次谐波频率不随基波频率联动调谐，保证基波与谐波之间有稳定的距离。另外，在保证稳定上阻带的前提下，优化SIR的特性参数(阻抗比和电长度比)，使得基波通带的频率调谐范围拓宽，且性能指标能够满足微波频段应用需求。
进一步地，所述第三变容管Cv21的一端与所述第一馈线13的远离所述第一接口的一端连接，所述第三变容管Cv21的另一端加载在所述第一阶跃阻抗谐振器15的最低次谐波的电压零点处；
所述第四变容管Cv22的一端与所述第二馈线14的远离所述第二接口的一端连接，所述第四变容管Cv22的另一端加载在所述第二阶跃阻抗谐振器15的最低次谐波的电压零点处；所述第三变容管Cv21和所述第四变容管Cv22是等同的。
需要说明的是，每个馈线的一端设有接口，另一端通过变容管与阶跃阻抗谐振器连接，且该变容管加载在其对应的阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处。
进一步地，如图1所示，所述第一阶跃阻抗谐振器15包括第一传输线151和第二传输线152，所述第二阶跃阻抗谐振器16包括第三传输线161和第四传输线162；
所述第二传输线152的一端与所述第一传输线151的一端连接，所述第二传输线152的另一端接地；所述第四传输线162的一端与所述第三传输线161的一端连接，所述第四传输线162的另一端接地；所述第一变容管Cv11和所述第三变容管Cv21加载在所述第一传输线151上，所述第二变容管Cv12和所述第四变容管Cv22加载在所述第三传输线上。
优选地，通过优化所述第一传输线151的电长度与所述第一阶跃阻抗谐振器15的电长度的比值、所述第三传输线161的电长度与所述第二阶跃阻抗谐振器16的电长度的比值、所述第一传输线151的阻抗与所述第二传输线152的阻抗的比值和所述第三传输线161的阻抗与所述第四传输线162的阻抗的比值来拓宽频率调谐范围；
在优化过程中，所述第一变容管Cv11一直加载在所述第一阶跃阻抗谐振器15的最低次谐波的电压零点处，所述第二变容管Cv12一直加载在所述第二阶跃阻抗谐振器16的最低次谐波的电压零点处。
优选地，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第一阶跃阻抗谐振器分别为四分之一波长阶跃阻抗谐振器。
优选地，所述最低次谐波为三次谐波。
下面介绍本申请所提供的具有稳定宽阻带的可调滤波器的设计原理：
(一)变容管加载的λ/4SIR频率调谐特性研究
谐振器是微带滤波器的关键器件，在现有技术中通常在谐振器开路端加载变容管来拓宽频率可调范围，但是在本实施方案中却在谐振器的最低次谐波(三次谐波f3)电压零点处加载变容管，在这点处加载变容管不仅能调节基波频率，同时还能使f3的频率不随基波频率联动调谐，保证基波与谐波之间有稳定的距离，从而使可调滤波器获得一个稳定的宽阻带；在保证上阻带稳定的前提下，优化SIR谐振器的特性参数，拓宽可调滤波器的频率调谐范围。
图2表示加载了变容管Cv的λ/4SIR的结构示意图，其中，变容管Cv加载在SIR的f3电压零点处，θzero表示开路端和f3的电压零点之间的电长度。当SIR参数发生变化时，SIR的f3电压零点位置也会发生变化。为了找到这一点，应将Cv移除，然后进行分析，在该点：
Zin2@f3＝0 (1)
其中，Zin2为该点的输入阻抗。由公式(1)可知，一旦确定了SIR的特性参数，就可以确定该谐振器的f3电压零点，如图3所示，其中uR＝θzero/(θ1+θ2)。
根据上述讨论可知，Cv一直加载在SIR的f3电压零点处。根据SIR的谐振条件，即输入导纳Im(Yin1)＝0，可推导出：
Rz-tanθ1tanθ2＝0 (2)
其中，阻抗比RZ＝Z1/Z2。通过公式(2)可以推出SIR的谐振频率(如基波f1、三次谐波f3)，进而推出f1的频率可调范围。当f3固定时，可通过优化SIR的特性参数来拓宽频率可调范围。为了方便表示，频率可调范围(TR)被定义为：
其中，fL和fH分别表示整个频率可调范围的最低和最高频率。结合上述三个公式，计算并绘制了在不同Z1和Z2下u(u＝θ1/(θ1+θ2))和TR之间的关系图，如图4和5所示，其中一直加载在SIR三次谐波电压零点处的Cv，它固定电容的范围从0.5-3pF。
在图4和图5中，直线对应的是UIR，曲线对应的是SIR。从这两幅图中可以看出，每条曲线都有一个最大频率可调范围TRmax，并且这个TRmax总是大于UIR的频率可调范围TR。同时，所有TRmax都是出现在u＝0.78左右。当u从0.78减小到零时，f1的频率可调范围TR急剧下降。结合图4和图5还可以看出，增加阻抗Z1，减少阻抗Z2也能使f1的频率可调范围TR变大。
(二)滤波器设计
为了验证所提出的想法，用加载变容管的λ/4SIR用来设计具有恒定相对带宽和高选择性的微带可调带通滤波器，如图1所示，其中加载在SIR三次谐波电压零点上的变容管Cv11、Cv12是用于调谐基波频率，连接SIR和馈线之间的变容管Cv21、Cv22是用于调节外部品质因数。另外，在源和负载之间引入耦合以产生两个传输零点，从而提高通带选择性。
要保持相对带宽不变，两个谐振器之间的耦合系数(K12)和外部品质因数(Qe)在整个可调范围内应保持几乎不变。最初设计的可调滤波器的相对带宽为6.7％。基于低通原型，K12和Qe的理想值可计算得K12＝0.082和Qe＝27.7。对K12而言，它主要受到低阻抗耦合区域和耦合间隙g的影响。在一个优选的实施方式中，通过选择合适的耦合区间使K12一直保持在0.082，确定耦合区间参数：L2＝8.8mm，L6＝0，而g＝0.15mm；通过调整Cv21、Cv22的值，使Qe可以在整个频率调谐范围内保持在27.7。另外，为了提高通带的选择性，在源和负载之间引入耦合，它是由两条馈线中的部分馈线相互靠近耦合产生的，这部分馈线长为L7，它的电长度变小会导致源和负载之间耦合的降低。除此之外，源和负载之间的耦合在通带两侧产生的传输零点在可调频率范围内是伴随通带移动的。
在另一个优选地实施方式中，设置本发明所提供的具有稳定宽阻带的可调滤波器的基板材料为Rogers RO4003C，相对介电常数为3.38，厚度为0.813mm，损耗角正切为0.0027。经优化后，可调滤波器的物理参数最终确定为：W0＝1.8mm,W1＝0.2mm,W2＝2.4mm,L0＝12mm,L1＝19.2mm,L2＝8.8mm,L3＝7.3mm,L4＝10.4mm,L5＝6.7mm,L6＝2.4mm,L7＝2mm,s＝0.6mm,g＝0.15mm and g1＝3.15mm，如图6所示。
图7和图8为采用本申请方案实现上述设计要求的具有稳定宽阻带的可调滤波器的样品的S参数仿真和测试图结果。结果显示该滤波器表现的插入损耗和回波损耗对于射频频段应用而言是可以接受的。
综上所述，本发明提出了一种具有稳定宽阻带的可调滤波器，其具有较好的实用效果：将变容管(Cv11和Cv12)分别加载在两个SIR的最低次谐波(三次谐波)的电压零点处调节基波频率，同时使三次谐波频率不随基波频率联动调谐，保证基波与谐波之间有稳定的距离，从而使可调滤波器具有一个稳定的宽阻带；在保证上阻带稳定的前提下，优化SIR的特性参数(阻抗比和电长度比)，拓宽可调滤波器的频率调谐范围。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种具有稳定宽阻带的可调滤波器，其特征在于，包括第一接口、第二接口、第一馈线、第二馈线、加载有第一变容管的第一阶跃阻抗谐振器、加载有第二变容管的第二阶跃阻抗谐振器、连接所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第一馈线的第三变容管、连接所述第二阶跃阻抗谐振器和所述第二馈线的第四变容管；
所述第一接口和所述第二接口对称设置，且所述第一接口位于所述第一馈线一端，所述第二接口位于所述第二馈线的一端；
所述第一馈线和所述第二馈线耦合且对称设置，所述第一馈线的另一端设置在所述第一阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处，所述第二馈线的另一端设置在所述第二阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处；
所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器耦合且对称设置，所述第一变容管的一端加载在所述第一阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处，所述第一变容管的另一端接地，所述第二变容管的一端加载在所述第二阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处，所述第二变容管的另一端接地；所述第一变容管和所述第二变容管是等同的。
所述第三变容管的一端与所述第一馈线的远离所述第一接口的一端连接，所述第三变容管的另一端加载在所述第一阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处；
所述第四变容管的一端与所述第二馈线的远离所述第二接口的一端连接，所述第四变容管的另一端加载在所述第二阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处；所述第三变容管和所述第四变容管是等同的。
2.如权利要求1所述的具有稳定宽阻带的可调滤波器，其特征在于，所述第一阶跃阻抗谐振器包括第一传输线和第二传输线，所述第二阶跃阻抗谐振器包括第三传输线和第四传输线；
所述第二传输线的一端与所述第一传输线的一端连接，所述第二传输线的另一端接地；所述第四传输线的一端与所述第三传输线的一端连接，所述第四传输线的另一端接地；所述第一变容管和所述第三变容管加载在所述第一传输线上，所述第二变容管和所述第四变容管加载在所述第三传输线上。
3.如权利要求2所述的具有稳定宽阻带的可调滤波器，其特征在于，通过优化所述第一传输线的电长度与所述第一阶跃阻抗谐振器的电长度的比值、所述第三传输线的电长度与所述第二阶跃阻抗谐振器的电长度的比值、所述第一传输线的阻抗与所述第二传输线的阻抗的比值和所述第三传输线的阻抗与所述第四传输线的阻抗的比值来拓宽频率调谐范围；
在优化过程中，所述第一变容管一直加载在所述第一阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处，所述第二变容管一直加载在所述第二阶跃阻抗谐振器的最低次谐波的电压零点处。
4.如权利要求1所述的具有稳定宽阻带的可调滤波器，其特征在于，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器分别为四分之一波长阶跃阻抗谐振器。
5.如权利要求1至3任一项所述的具有稳定宽阻带的可调滤波器，其特征在于，所述最低次谐波为三次谐波。
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