CN108461876A

CN108461876A - 一种基于砷化镓工艺的介质集成波导滤波器

Info

Publication number: CN108461876A
Application number: CN201810146835.6A
Authority: CN
Inventors: 肖钰; 单培哲; 朱凯强; 孙厚军
Original assignee: Beijing Institute of Technology BIT
Current assignee: Beijing Institute of Technology BIT
Priority date: 2018-02-12
Filing date: 2018-02-12
Publication date: 2018-08-28
Anticipated expiration: 2038-02-12
Also published as: CN108461876B

Abstract

本发明公开了一种基于砷化镓工艺的介质集成波导滤波器，滤基于多模谐振腔研制而成，通过合理的设计多模谐振腔的尺寸可以使得电磁波在多模谐振腔内产生电磁相消现象，从而可以产生传输零点；通过采用改变腔体长宽比的技术手段，可以使得传输零点的位置变得可控，因而可以在滤波器在靠近通带的低端和高端分别设计一个传输零点，使得该滤波器具有高频率选择性；采用70um砷化镓工艺研制而成，两端均为GSG结构，该滤波器芯片可以与其他基于70um砷化镓工艺的W波段有源芯片集成；既可以采用芯片‑芯片的直接互联形式，也可以直接将该滤波器和其它芯片集成在同一个芯片上。

Description

一种基于砷化镓工艺的介质集成波导滤波器

技术领域

本发明属于毫米波滤波器技术领域，具体涉及一种基于砷化镓工艺的介质集成波导滤波器。

背景技术

在雷达、通信等电子设备中，滤波器是射频收发电路(组件)中不可或缺的关键器件之一。由于滤波器的物理其尺寸通常是工作波长的若干倍，因此滤波器的小型化设计和平面化设计决定了收发组件整体的小型化程度和集成度。在微波频段，常用的滤波器可分为微带和波导等形式。但随着频率的升高，微带滤波器Q值降低，选择性变差，在W波段已经不能满足应用需求。当系统要求滤波器兼具较低插入损耗和较高矩形系数时，波导形式的滤波器几乎成为W波段的唯一选择。

目前流行的波导滤波器的实现工艺主要有3种，包括机械加工、微机械制造(MEMS)和基于印刷电路板(PCB)工艺的介质集成波导(SIW)技术。

在W波段，采用传统机械加工的金属波导滤波器以插入损耗小、矩形系数高的优点在各种对体积、重量要求不高的场合广泛应用。文献Liao X,Wan L,Yin Y,et al.W-bandlow-loss bandpass filter using rectangular resonant cavities[J].IETMicrowaves,Antennas&Propagation(2014,8(15):1440-1444)设计了一种H面膜片金属波导滤波器，在92GHz～94GHz范围内插入损耗小于1dB，滤波器矩形系数可达1.61，外形尺寸为15mm×15mm×10mm。将金属波导滤波器应用于小型化的收发组件时，其存在两个显著问题：第一，物理尺寸偏大，占据了收发组件中较大的面积，不利于TR组件的小型化设计，同时滤波器需要拆分为两半分别在腔体和盖板上加工，增加了制造成本也引入了装配误差；第二，需要额外的波导-微带的过渡结构与组件中其他器件互联，收发组件的可用空间被进一步挤占，也增加了组件的复杂性。过渡结构本身也会引入传输损耗，单个过渡结构在W波段实际的传输损耗可达0.5dB～1dB(Li K,Zhao M,Fan Y.A W band low-loss waveguide-to-microstrip probe transition for millimeter-wave applications[C].International Workshop on Microwave and Millimeter Wave Circuits and SystemTechnology,2012:1-3)，这削弱了金属波导滤波器低插入损耗的优势。

MEMS技术可通过采用光刻、腐蚀、电镀等工艺获得复杂的微小、精细结构，加工精度可达1um量级，远高于传统机械加工精度(±10um)。韩国首尔大学Sangsunb Song等人报道了一种基于MEMS工艺的W波段滤波器(Song S,Yoo C S,Seo K S.W-Band BandpassFilter Using Micromachined Air-Cavity Resonator With Current Probes[J].Microwave&Wireless Components Letters IEEE,2010,20(4):205-207)，带内插入损耗约为1.3dB，回波损耗优于16dB。该滤波器采用深反应离子刻蚀(DRIE)技术形成了空气谐振腔，并采用了一种倒装芯片(flip chip)的技术与输入/输出微带线相连。MEMS技术虽有助于提升滤波器与组件的集成度，但其工艺较为复杂，成本较高，并且还同样面临物理尺寸偏大的问题。

SIW技术综合了传统金属波导高Q值和PCB板易集成的优势，可以较好地解决波导滤波器平面化集成应用的难题，通过使用高介电常数的板材还可以实现滤波器的小型化设计。但受PCB加工精度的影响，直到2016年6月，东南大学的Zhang-Cheng Hao等人才率先将SIW滤波器推向W波段(Hao Z C,Ding W Q,Hong W.Developing Low-Cost,W-Band SIWBandpass Filters Using the Commercially Available Printed-Circuit-BoardTechnology[J].IEEE Transactions on Microwave Theory&Techniques,2016,64(6):1775-1786)。他们研制的W波段SIW滤波器，采用了厚度0.508mm、介电常数2.2的rogers5880介质板，介质板上最小的孔直径为0.3mm，最小的孔间距为0.5mm(中心到中心)，实测的带内最小插入损耗为3.21dB。由于W波段SIW滤波器对PCB的加工精度要求很高，已经逼近PCB加工水平极限，因此加工得到的W波段SIW滤波器良品率很低，目前仅仅局限于实验室科研用途，离实用化还一定的距离。

另一方面，与传统的全极点滤波器相比，椭圆函数滤波器能够在滤波器的阻带产生传输零点，从而可以进一步提高滤波器的带外抑制性能，近年来得到了广泛的关注。

文献Wu Y Q,Xu P P.Cross-coupled substrate integrated waveguide filterwith sharp sideband performance[C].International Workshop on Microwave andMillimeter Wave Circuits and System Technology(IEEE,2014:272-274)介绍了一种折叠式的SIW带通滤波器，该滤波器利用结构上的折叠形式，实现了不相邻谐振腔之间的负交叉耦合，从而在滤波器通带低端产生了一个传输零点，但是基于这种拓扑结构的滤波器体积大，加工复杂。文献Wong S W,Wang K,Chen Z N,et al.Electric Coupling Structureof Substrate Integrated Waveguide(SIW)for the Application of 140-GHz BandpassFilter on LTCC[J].IEEE Transactions on Components Packaging&ManufacturingTechnology(2014,4(2):316-322)介绍了一种利用电磁带隙(EBG)级联构成的SIW带通滤波器，这种EBG结构能够实现相邻谐振腔间的容性耦合，但金属开缝的结构不仅造成了电磁能量的泄露，而且降低了谐振腔Q值，对滤波器的性能造成了一定程度的影响。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种结构简单、易于加工且在W波段具有较高性能的介质集成波导滤波器。

一种滤波器，包括由上层金属镀层(11)、GaAs介质基板层(10)以及下层金属镀层(12)构成的基片，所述基片上次序设置有输入GSG结构(301)、4个依次连接的谐振腔以及输出GSG结构(302)；

所述4个谐振腔均为由所述基片上开设的金属化过孔围成的矩形腔；从输入GSG结构(301)至输出GSG结构(302)方向，所述4个谐振腔分别定义为第一、第二、第三以及第四谐振腔；所述第一谐振腔和第四谐振腔的主谐振模式均为TE₃₀₁，寄生谐振模式均为TE₁₀₂，该两个谐振腔的长度l和宽度w由以下公式确定：

以及

其中，f_Z为设定的传输零点的频率位置；M₁/M₃和M₂/M₄分别表示主谐振模式和寄生谐振模式在对应谐振腔输入端口和输出端口的耦合系数的比值；b₂表示寄生谐振模式呈现的电抗值；FBW为滤波器的相对带宽；f₁₀₂表示寄生模式的谐振频率；f₀表示滤波器中心频率；c表示电磁波在真空中的传播速度。

较佳的，所述金属化过孔的形状为楔形棱台。

较佳的，所述输入GSG结构(301)、4个谐振腔以及输出GSG结构(302)均相对基片的中心线垂直的平面对称。

较佳的，所述第二谐振腔和第三谐振腔均工作在TE₁₀₁模式。

较佳的，每一个谐振腔的左、右两侧均有部分金属过孔缺失，形成相邻谐振腔之间的耦合窗口。

较佳的，第一谐振腔与输入GSG结构(301)通过金属化过孔形成的输入SIW传输线连接；第四谐振腔与输出GSG结构(302)通过金属化过孔形成的输出SIW传输线连接。

较佳的，上层金属镀层(11)厚度为4um、GaAs介质基板层(10)厚度为70um、下层金属镀层(12)厚度为3um。

较佳的，楔形棱台状金属过孔的上表面长和宽分别为l_u＝45um,w_u＝20um；下底面的长和宽分别为：l_d＝85um,w_d＝45um。

本发明具有如下有益效果：

1、本发明的滤波器基于多模谐振腔研制而成，通过合理的设计多模谐振腔的尺寸可以使得电磁波在多模谐振腔内产生电磁相消现象，从而可以产生传输零点；通过采用改变腔体长宽比的技术手段，可以使得传输零点的位置变得可控，因而可以在滤波器在靠近通带的低端和高端分别设计一个传输零点，使得该滤波器具有高频率选择性。

2、采用70um砷化镓工艺研制而成，两端均为GSG结构，该滤波器芯片可以与其他基于70um砷化镓工艺的W波段有源芯片集成。既可以采用芯片-芯片的直接互联形式，也可以直接将该滤波器和其它芯片集成在同一个芯片上。

3、该滤波器在具有传输零点的同时，仍为直线全对称结构，不需要在金属壁表面开缝形成耦合缝隙或采用折叠结构形成多条传输路径从而实现交叉耦合，具有结构紧凑、便于加工实现的特点。

附图说明

图1为本发明中SIW滤波器的俯视图；

图2为本发明中SIW滤波器的侧视示意图；

图3为本发明中SIW滤波器的金属通孔示意图；

图4在多模谐振腔中传输零点随腔体长宽比(w/l)变化曲线。

图5为本发明中SIW滤波器第一谐振腔和第四谐振腔的低通电路拓扑结构；

图6(a)为本发明中SIW滤波器输入GSG结构示意图以及尺寸标注；

图6(b)为本发明中SIW滤波器输出GSG结构示意图以及尺寸标注；

图7为本发明中介质集成波导滤波器的尺寸标注；

图8为本发明中SIW滤波器的实测的频率响应曲线。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

以砷化镓(GaAs)为代表的III-V族化合物半导体材料，其具有电子迁移率高、耐高温、抗辐照、易生长出异质结构等特点。基于该衬底的半导体器件表现出工作频率高、高低温性能稳定、噪声小等特点，因此在W波段有源器件的设计中得到了广泛的应用。同时由于GaAs工艺具有精度高的特点，因此，若采用GaAs工艺开发SIW滤波器可以解决传统电路集成加工工艺在W波段精度不足的问题，但目前这方面的工作报到较少。

因此，本发明提出了一种在通带高端和低端分别具有一个传输零点的基于GaAs工艺的介质集成波导滤波器芯片。该滤波器芯片采用新的结构形式在滤波器的传输通带两侧分别形成了一个传输零点，并且结构为全对称结构，有利于采用GaAs工艺进行加工实现。

该滤波器关于AA′对称，如图1所示，滤波器从左到右的结构依次为：输入GSG结构301、输入SIW传输线120、第一耦合窗口101、第一谐振腔201、第二耦合窗102、第二谐振腔202、第三耦合窗103、第三谐振腔203、第四耦合窗104、第四谐振腔204、第五耦合窗105、输出SIW传输线121、输出GSG结构302。其中，GSG结构表示ground-signal-ground(地-信号-地)射频传输结构。

该滤波器共有三层结构构成，如图2所示，分别为GaAs介质基板层10、上层金属镀层11和下层金属镀层12。滤波器上布有按特定规律分布的金属化过孔111，该过孔呈楔形棱台结构，如图3所示。每个过孔依次贯穿上层金属镀层11、GaAs介质基板层10、和下层金属镀层12，实现上层金属镀层11和下层金属镀层12的电气连接。按特定规律分布的金属化过孔阵列形成了准封闭的腔体结构。分别为第一谐振腔201、第二谐振腔202、第三谐振腔203、第四谐振腔204。

所述的上层金属镀层11厚度为4um、GaAs介质基板层10其厚度为70um、和下层金属镀层12其厚度为3um。为了兼顾工艺特点以及电气性能，楔形棱台结构的尺寸应选为l_u＝45um,w_u＝20um，l_d＝85um,w_d＝45um。

在每一个谐振腔的左右两侧均有部分金属孔缺失，从而形成耦合窗口，从左至右依次为第一耦合窗口101、第二耦合窗102、第三耦合窗103、第四耦合窗104、第五耦合窗105。

在该滤波器中，第一谐振腔201和第四谐振腔204均为多模谐振腔，在这两个腔体内电磁波以多种模式同时存在，通过控制腔体的长宽比可以使得腔体内存在的多个电磁模式的分布规律发生变化，从而在特定的频点处不同模式携带的电磁能量可以相互抵消，形成传输零点。

更为具体的，通过选择合理的尺寸可使得第一谐振腔201和第四谐振腔204中谐振模式TE₃₀₁的谐振频率均为带通滤波器的中心频率f₀。谐振腔的长l宽w应满足式(1)：

根据公式(1)可知，有很多组w/l均可满足f₃₀₁＝f₀。

此时，TE₁₀₂模式的谐振频率在滤波器中心频率f₀附近，其影响不能被忽略。TE₁₀₂模式可以被看作是寄生模式，其能够为在该谐振腔内传输的电磁能量提供一个旁路耦合路径。在不同的w/l下，TE₁₀₂模式的谐振频率会发生变化，如式(2)所示：

在该谐振腔内，当以TE₃₀₁模式传播的能量和以TE₁₀₂模式传播的能量在某一个频点处幅度相同且相位相反时，则在该谐振腔内传播的能量将会相互抵消因而无法从输入端输出至输出端，即，谐振腔将在该频点处产生一个传输零点。通过控制谐振腔的宽长比(w/l)，在保持TE₃₀₁模式谐振频率不变的同时，可以改变寄生谐振模式TE₁₀₂的谐振频率f₁₀₂。当w/l>1.63时，f₁₀₂＞f₀，传输零点将会出现在滤波器通带的低端。当w/l<1.63时，f₁₀₂＜f₀，传输零点将会出现在滤波器通带的高端。其变化规律如图4所示，随着w/l的减小，寄生模式TE₁₀₂的谐振频率f₁₀₂减小，传输零点所在的频率随之增大。

图5是这两个多模谐振腔的低通等效电路拓扑，其中M₁和M₂分别表示源(S)和负载(L)对主谐振模式的耦合系数，M₃和M₄分别表示源(S)和负载(L)对寄生模式的耦合系数。b₁和b₂分别指代主谐振模式和寄生谐振模式呈现的电抗值，当b₁>0时，该模式的谐振频率小于滤波器的中心频率,当b₁<0时，该模式的谐振频率大于滤波器的中心频率。b₂与寄生模式的谐振频率f₁₀₂之间的关系可以用下式表示：

其中，FBW为滤波器的相对带宽，由低通电路的拓扑结构可以求得传输零点的频率位置如式(4):

M₁/M₃和M₂/M₄分别表示主谐振模式和寄生谐振模式在多模谐振腔输入端口和输出端口的耦合系数的比值，如果两个谐振模式在该端口处的磁场切向分量同向，则该比值大于零，如果磁场切向分量反向，则该比值小于零。

本发明提出的滤波器多模谐振腔的设计步骤如下：

1、根据滤波器的具体技术指标，确定传输零点的频率f_z；

2、根据式(4)确定寄生模式TE₁₀₂呈现的电抗值b₂，其中b₂的值与M₁/M₃和M₂/M₄是紧密相关的，需要结合腔体尺寸进行优化。

3、通过式(3)根据b₂的值以及滤波器的指标要求(相对带宽)，确定寄生模式TE₁₀₂的谐振频率f₁₀₂。

4、根据式(2)确定滤波器多模谐振腔的宽长比w/l。

5、根据式(1)确定滤波器多模谐振腔的长度l和宽度w。

对于在通带高频端和低频端分别具有一个传输零点的带通滤波器，采用本发明提出的结构，其设计步骤如下：

1、根据传输零点的位置，滤波器的中心频率和带宽指标，依据本发明提出的多模谐振腔的设计步骤可以分别求得高频端传输零点和低频端传输零点所对应的多模谐振腔的长度l和宽度w。

2、在上述多模谐振腔之间级联两级TE₁₀₁谐振腔，谐振腔的长度l和宽度w应满足式(5)。

3、取上述尺寸作为初始参数，按照图1进行建模，并利用仿真软件进行参数优化即可获得满足指标要求的滤波器。

在某具体应用中，滤波器的中心频率为93GHz，带宽为3.5GHz，两个传输零点的频率分别设置为89GHz和96GHz。依据上述步骤，可得第一谐振腔201和第四谐振腔204的w/l的值应分别选为1.3和3.3。

更为具体地，第一谐振腔201的宽长为：w₂＝1435um，l₁＝1143um，在该腔体内，主谐振模式为TE₃₀₁，其谐振频率为93GHz，在通带附近主要的寄生谐振模式为TE₁₀₂，其谐振频率为78.7GHz。此时，在第一谐振腔201输入与输出端口两种模式的切向磁场的关系有：M₁/M₃＞0,M₂/M₄＜0，对于这种情况下的寄生模式TE₁₀₂，有b₂＞0，根据公式(2)，有ω_Z＞0,即可以在高于滤波器中心频率的某处形成一个传输零点。

第四谐振腔204的宽长为：w₈＝1982um，l₄＝593um，在该腔体内，主谐振模式为TE₃₀₁，其谐振频率为93GHz，在通带附近主要的寄生谐振模式为TE₁₀₂，其谐振频率为110GHz。此时，在第一谐振腔201输入与输出端口两种模式的切向磁场的关系有：M₁/M₃＞0，M₂/M₄＜0，对于这种情况下的寄生模式TE₁₀₁，有b₂＜0，根据公式(2)，有ω_Z<0，即可以在低于滤波器中心频率的某处形成一个传输零点。

在该滤波器中，第二谐振腔202、第三谐振腔203则工作在谐振腔的主谐振模式TE₁₀₁模式，其长宽应满足：

这两个谐振腔会在通带内产生两个极点，将这两个谐振腔与第一谐振腔和第四谐振腔级联能够提高滤波器的矩形系数。

该滤波器的输入GSG结构301(如图6(a)所示)包括接地通孔结构501、阻抗50欧姆微带线401以及渐变微带线402；输出GSG结构302(如图6(b)所示)包括接地通孔结构502、阻抗50欧姆微带线404以及渐变微带线403。

以中心频率为93GHz，3dB带宽为3.5GHz，89.5GHz和97GHZ的带外抑制优于30dB的约束指标为例，该滤波器的尺寸为：

l_v1＝61.5um，l_v2＝135um，l_v3＝534.5um，l_v4＝534.5，l_v5＝135um，l_v6＝61.5um，d_v1＝90um，d_v2＝104.5um，d_v3＝95um，d_v4＝90um，d_v5＝70um，d_v6＝90um，d_v7＝75um，d_v8＝90um，d_v9＝70um，d_v10＝90um，d_v11＝75um，d_v12＝104.5um，d_v13＝90um，l_G1＝103um，l_G2＝103um，w₁＝606um，w₂＝1435um，w₃＝315um，w₄＝718um，w₅＝219um，w₆＝726um，w₇＝312um，w₈＝1982um，w₉＝493um，w₁₀＝606um，l₁＝1143um，l₂＝515um，l₃＝508um，l₄＝593um；

图8为本发明滤波器实测的频率响应曲线，其中虚线为回波损耗、实线为滤波器的插入损耗，TZ₁为滤波器实现的第一个传输零点，TZ₂为滤波器实现的第二个传输零点，频率分别为88.8GHZ，96.3GHz。该滤波器的中心频率为93GHz，3dB带宽为3.3GHz，带内回波损耗小于18dB，在90GHz与95.9GHz处带外抑制大于30dB。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种滤波器，其特征在于，包括由上层金属镀层(11)、GaAs介质基板层(10)以及下层金属镀层(12)构成的基片，所述基片上次序设置有输入GSG结构(301)、4个依次连接的谐振腔以及输出GSG结构(302)；

以及

2.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述金属化过孔的形状为楔形棱台。

3.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述输入GSG结构(301)、4个谐振腔以及输出GSG结构(302)均相对基片的中心线垂直的平面对称。

4.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述第二谐振腔和第三谐振腔均工作在TE₁₀₁模式。

5.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，每一个谐振腔的左、右两侧均有部分金属过孔缺失，形成相邻谐振腔之间的耦合窗口。

6.如权利要求1所述的滤波器，其特征在于，第一谐振腔与输入GSG结构(301)通过金属化过孔形成的输入SIW传输线连接；第四谐振腔与输出GSG结构(302)通过金属化过孔形成的输出SIW传输线连接。

7.如权利要求2所述的滤波器，其特征在于，上层金属镀层(11)厚度为4um、GaAs介质基板层(10)厚度为70um、下层金属镀层(12)厚度为3um。

8.如权利要求7所述的滤波器，其特征在于，楔形棱台状金属过孔的上表面长和宽分别为l_u＝45um,w_u＝20um；下底面的长和宽分别为：l_d＝85um,w_d＝45um。