CN1084005A - 具有阻抗匹配和滤波网络的无电极放电灯 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种阻抗匹配与滤波网络。该网 络执行两个预选的阻抗转换并提供滤波功能以衰减 在该网络输入端得到的电信号的谐波。该网络可以 平衡式双滤波器的形式构成，双滤波器之间的接地点 作参考点，该接地点连接到包围电子部件的屏蔽壳 上。该网络特别适用于无电极放电灯，以对感应线圈 提供一个阻抗匹配功能并限制RFI。

Description

本发明涉及并参考结合了于1992年5月20日申请的，申请号分别为07/886，718和07/887，168的两个美国专利申请。

本发明涉及阻抗匹配和滤波网络，特别涉及应用于无电极放电灯的阻抗匹配和滤波网络。

在授予Hollister的US4，010，400的美国专利中描述了无电极放电灯，在此结合参考之，它描述了具有一个感应线圈的无电极放电灯，该线圈位于一个由密封容器环绕的空腔中，这个容器包含有一种金属蒸汽和一种能电离的气体的混合物，经常使用水银蒸汽和氩气。感应线圈和一个电容器串接，由振荡器产生的射频信号经过一个放大器加到L-C串联电路。当这个信号激励该L-C串联网络，它将谐振，该感应线圈产生电磁能量，将该电磁能量传送给密封容器中的汽态混合物。

无电极放电灯有两个工作阶段。在“启动”阶段，即：电磁放电模式，该灯被开启，感应线圈的电场使得汽态混合物中的某些原子电离。在这个过程中释放的电子环绕感应线圈在密封容器中流动。在这些电子和原子间碰撞释放出另外的电子，直至形成循环的带电粒子的等离子体。这个感应线圈和等离子体起类似变压器的作用。该感应线圈作为初级绕组，放电电流起到次级绕组的作用。由于在该线圈和密封容器间存在空气间隙，该容器典型的是由玻璃制成，在线圈和气态的混合物间的磁耦合一般是很差的。

多数碰撞激励水银原子至较高的能量状态而不是将其电离。当水银原子从高能状态降至原先状态，它们发出辐射，主要是UN频谱中不可见的光。此辐射撞击涂覆在容器内表面上的磷。该磷层依次由UN辐射激励而且发出可见光。在工作的稳定状态阶段，在气态混合物的等离子体建立以后，由感应线圈产生的磁场在维持放电方面是至关重要的。

为了电离气态混合物，在等离子体中需要的最小电压梯度。经实验确定，为实现这个最小电压梯度大约是每公分1伏（1v/cm）。由于在线圈和等离子体之间的磁耦合是很差的，所以需要一个串连L-C谐振电路以便在感应线圈上产生合乎需要的高电压。维持串连谐振电路的准确的自然频率是困难的，这是因为等离子体的负载具有非线性的阻抗特性，该负载是反应到感应线圈的负载。向串连L-C网络看进去的阻抗（感应线圈/电容器的复合阻抗）为R±jx。这里的R和jx取决于气态混合物的温度和压力、以及输入功率、线圈匝数、以及灯泡的实际体积的大小。

对于这些参数的统一选择，感应线圈/等离子体的结合必须满足一些重要的条件，这些最重要的条件如下：

1、在启动的阶段期间，该线圈必须提供足够的能量以完成气态混合物的电离，大约是3至6瓦，才能使灯开启。开启必须发生在标称的稳态电压以下，这是由于直流输入电压通常是由交流电压整流而得，而该交流电有明显的脉动。如果供电电压降于开灯的必须的电压门限值之下，灯的工作将受到损害。

2、当灯工作在稳定状态时，感应线圈必须提供一个预定的功率电平给气态混合物。

3、提供给感应线圈的波形常常是方波，或者谐波丰富的相关波形。为了减少对电视和其它电气装置的射频干扰（RFI）。这些不需要的谐波必须予以实质上的衰减。

例如，在无电极放电灯的一个实施例中，通过一个D类放大器向感应线圈供能，最优选的放大器在未批准的申请号为07/887，168，于1992年5月20日专利申请中描述了。在此参考结合之。放大器的供电电压是130伏。该放大器工作在13.56MHz。放大器的输出是改进的方波，它有大量的谐波。为了在电源电压和开启电压间保证一个足够的安全系数，希望在60～100伏，或提供给放大器的直流电压的一半能将灯开启。灯的稳定状态的射频功耗典型设计为19瓦。

现有技术未披露这种灯中能确保所有上述条件得以满足的装置。

根据本发明在无电极放电灯中的放大器和电感线圈间插入阻抗匹配和滤波网络。线圈/等离子体负载具有一个固有的阻抗。它随输入功率以及其它诸如放电气体的温度和压力的参数而变化。阻抗匹配和滤波网络的结构是这样的，即在和线圈/等离子体负载结合时，在开启和稳定状态提供希望的阻抗，例如，在一实施例中，阻抗配匹和滤波网络确保在60至100伏直流输入的开启期间提供3至6瓦的射频功率。它还确保在稳定状态期间在130V的供电时大约19瓦的射频功率，灯泡工作在13.56MHz频率下，在达到线圈/等离子体网络以前，滤波器网络滤除基频的谐波，很多这类谐波从线圈/等离子体中辐射并干扰电视和其他通讯装置的接收频段。

在优选实施例中，阻抗匹配和滤波网络包含和线圈/等离子体串连的三个电感线圈，和三个与线圈/等离子体并联的电容器。正如其中描述的，电感和电容的值是由规定的方法确定的。该方法能保证所有希望的运行条件得以满足。

如上所述，重要的是由该种灯发射的射频干扰（RFI）基本上消除了。这时上述的本实施例提供了优越的阻抗配匹，由于接近这些元件，仍然可能产生不可接受的射频干扰。如果，例如，功率放大器，阻抗匹配器和滤波网络和电感线圈共用一个共同的电路接地点，由放大器产生的谐波电流环绕小的接地表面流通。该表面包含一个有限的阻抗。结果，表面电压电位沿着接地区域发展。由于感应线圈的一端直接或者容性连接到电路的接地点，它将起到发射天线的作用并辐射宽范围的谐波到自由空间。

第二个问题是，即使阻抗配匹和滤波网络消除了噪声信号，感应线圈工作于基频，它也将辐射它的能量进入自由空间。即使它处在政府同意（FCC）的ISM波段以内，仍然需要使它的辐射强度减小至最小，例如，电视接收机，特别是较老的电视机的前端能被过量的辐射能量所饱和。

这些问题由本发明的另一个实施例所克服。在这里，阻抗匹配和滤波网络被分裂成两个粗略的对称网络，它们连接到放大器的单一的输出端和电路（直流）接地端。用两个对称阻抗配匹和滤波网络，把放大器的单端输出有效地转变成双端输出，它称之为两个网络间的共公节点上的“伪”接地。这个伪接地点有利地连接到金属外壳，金属外壳围绕着该灯的电子元件。由于通过两个滤波器将伪接地和“噪声”谐波信号隔离，该灯的这些谐波被大大地减小了。

按照本发明的另一方案，感应线圈的基频的辐射被大大地减小或消除。感应线圈的轴向长度在相对基频的波长做得很小。结果，在远离感应线圈一点处，线圈起到辐射点源的作用，它在横向方向上实质上不产生电场。为了实现谐振，电容器通常和感应线圈串连。把它分成为两个相同容量的电容器，而且分别连接到该线圈的两侧。根据这种结构，加在感应线圈端点的信号幅度是相等的，但相位相差180°，该感应线圈起到偶极子天线的作用，该天线在该线圈的中点的伪接地点周围振荡。偶极子天线的这两半的运场有效地相互抵消于任何给定的距离，并且因此而消除掉沿从感应线圈到远离线圈的一点的连线方向上的任何电场。

通过精确平衡一对阻抗匹配和滤波网络可以达到同样的效果，虽然是一种解决方案，但使用精确的平衡电感，可能是很昂贵的。

图1示出了无电极放电灯部分的方框图，它包含本发明的一个阻抗匹配和滤波网络。

图2示出了本发明的阻抗匹配和滤波网络的电路图。

图3A至3L示出了阻抗匹配和滤波网络元件实现的阻抗变换。

图4示出了放大器和感应线圈共用一个公共电路接地点的示意图。

图5示出了图4所示部件，使用电流发生器的等效电路图。

图6示出了一种无电极放电灯的方框图，它包括本发明的双滤波器。

图7示出了双滤波器电路图。

图8示出了反向绕制于环形磁芯上的一对电感线圈。

图9示出了位于金属屏蔽盒内的无电极放电灯的电子元件的截面图。

图10示出了确定远离感应线圈的一点处的电场强度的因数。

图11示出了按照本发明另一方案的阻抗匹配和滤波网络的一对平衡滤波器。

图12、13和14示出了用来确定图11实施例中感应线圈输入端处电压的等效的电路。

如上所述，无电极放电灯工作于两种实质性的阶段，分别称之为开启阶段和稳定状态阶段。在开启阶段，由感应线圈产生的电场引起气态混合物中的一些原子电离。在这个过程中越来越多的电子释放出来，形成环绕带电粒子的等离子体。对于给定的通过感应线圈的磁通而言，放电灯必须在指定的直流电压下开启（也就是电离过程的开始），这个指定的电压应当尽可能低，而且依据输入到串连L、C感应网络的所需功率（Pmin）来确定该电压值。由于考虑耗资因素和实际尺寸，供给放大器的直流稳压电源通常具有较差的60周交流滤波，因此有交流脉动。直流电源的电压脉动使得通过感应线圈的射频电压受到低频幅度调制（AM）。在稳定状态期间，直流电源的交流纹波的凹谷不应使得输入功率降至所需输入功率Pmin以下。

已经发现，为了启动电离，必须沿着感应出的等离子体建立大约1伏/厘米的电压梯度，等离子体通常环绕着感应线圈。为了建立该电压梯率，需要一个限定的输入功率（Pmin）。

在稳定工作状态，该灯设计成吸取一个确定数量的功率（额定功率P_R）。对等离子体负载的功率转换效率是磁耦合系数的函数，也是该灯化学特性（气体成分、温度、压力等）和感应线圈网络（感应线圈、串连电容和等离子体）有载Q值（Q_L）与无载Q值（Q_u）之比的函数。Q_U定义为绝对没有发生电离时的Q值，QL定义与当等离子负载加给感应线圈的磁场时的Q值。已发现在感应线圈中的加载程度是传送给等离子体的输入功率的函数。对于一个设计得好的感应线圈系统来说，有载Q值与无载Q值之比（Q_L/Q_u）应尽可能低。这会使线圈中的功率损耗减到最小。典型的比值大约与10/150（.067）由于该Q值比Q_L/Q_u之低，串连调谐L-C的感应线圈网络的输入阻抗在两个极限值之间，即Z₁≤Z_L≤Z₂，这里的下限Z₁发生在开启阶段之前，上限Z₂发生在灯的稳定工作状态等离子体形成之时，比值Z₁/Z₂直接正比于Q₂/Q_u之比[？]。

在开启阶段前后的短暂的过渡期间感应线圈网络上的反射阻抗Z_L的特性是不好定义的。然而，在这个区间，已知Z_L是相当非线性的。在开启后瞬间到稳定状态阶段间的过渡期间Z_L的特性是近似线性的。在这个区间，发现Z_L的变化和等离子体所耗功率量大致成比例。

考虑到上述因素，下列的无电极放电灯的一般设计规范将显而易见。

1、比值Q_L/Q_u应当保持低数值，最好要低于0.1。

2、在稳定工作状态，直流电源的交流纹波的“波谷”不应使得功率输入降到低于所需输入功率Pmin之下。

3、在开启阶段（最非线性区间）的前与后的短暂的过渡期间应在一个低的直流供电电压电平下发生（大约是额定电压的三分之二），以使反馈给放大器（或者驱动装置）的非线性能量将保持一个最小值。如果满足这个规范，放大器的稳定性和可靠性将大大地加强。

4、应该在感应线圈网络和放大器之间连接一个适当的、设计很好的阻抗匹配和滤波网络F（S）以确保前面第二和第三段中设置的规范得以满足。网络F（S）应保证适当的阻挠Z₁和Z₂的变换，这时应把放大器产生的不需要的谐波衰减到低电平。这种滤波将减小从感应线圈来的射频干扰（RFI）幅射。

5、网络F（S）应当在放大器的输出端仅提供纯电阻性或感性阻抗变换。容性阻抗变换将增加在放大器中的CV²f损耗。网络的第一串连元件应当是电感，以便建立谐波频率的高阻抗以在放大器的输出端信号的快速过渡期间避免高的电流尖峰并将其接地。为了在希望的频率上使网络的插入损耗降到最小，在网络内部需要最小的环流电流。

如图1的基本方框图所示，一个无电极放电灯10包含一个振荡器11，该振荡器提供一个高频信号给放大器12。根据本发明，放大器12的输出通过一个阻抗匹配和滤波网络F（S）13。网络F（S）13的输出直接连到感应线圈14，该线圈位于密封容器15的中的空腔内。电容器16和感应线圈14串连，以使该电容器和感应线圈谐振于振荡器11产生的频率。感应线圈14，密封容器15和电容器16是感应线圈网络17的元件。从感应线圈网络17的节点a和b看进去的阻抗是Z_L。如上所述，Z_L可取Z₁或Z₂的一种形式，这有赖于输入功率，Z₁代表开启时的阻抗，Z₂代表稳定工作状态的阻抗。Z₂应当至少比Z₁大10倍。

当振荡信号激励时，感应线圈14起到一个天线的作用，并向周围环境发射电磁辐射。放大器12可以是D类或E类放大器，它传递一个谐波丰富的方波输出信号。振荡器的基频可以设置在由FCC批准的频率范围之内，但是谐波分量（无电极放电灯产生的）可能在禁止的频段之内。例如，无电极放电灯经常工作在13.56MHz，这个频率批准在工业、科学、医学（ISM）中使用。二次谐波27.12MHz及三次谐波40.68MHz也批准为ISM使用。但是四次和五次谐波分别太接近电视的2和4频道。三次谐波以上的谐波是禁止的频率，必须特别地滤除掉以避免射频干扰问题，在较低频率上的射频辐射也应当减小到最低限度。

图2示出了具有输入端c和d的阻抗匹配和滤波网络13的一个实施例的电路图。阻抗匹配和滤波网络提供高次谐波的滤波并把Z₁和Z₂经适当的阻抗变换成为希望的阻抗Z₁和Z₂。

通常，对于任意两个负载阻抗Z₁和Z₂，这里Z₂至少比Z₁大10倍，阻抗匹配和滤波网络13提供一种理想的方法：（ⅰ）获得好的阻抗匹配，（ⅱ）便于用数学方式计算该阻抗变换，（ⅲ）可简化计算和降低费用，和（ⅳ）提供强的谐波衰减特性（对3次以上的谐波时有40dB或更大的衰减）。阻抗匹配和滤波网络13包括第一个串连电感L₁，接于其后面的是两个其他的串连电感L₂和L₃。还有三个并联电容器。电容器C₁在电感L₁和L₂之间相连，并接地;电容器C₂接在电感L₂和L₃之间并接地;电容器C₃连接于电感L₃和网络17之间的点与地之间。电感L₃通常是可变的，用以提供阻抗匹配和滤波网络13的最后调整。

下面是阻抗匹配和滤波网络13的设计方法的一般描述。如上面注释的Z₂≥10Z₁。

1）在Z₂变换到Z^′ ₂期间，网络13的Q值必须保持低值，如：小于2，以尽量减小围绕L-C回路的环流电流，在图2中的i₁，i₂，i₃和i₄的幅度。如果这些电流太大，它们将产生过度的欧姆损耗和磁芯损耗，灯的效率将受到损害。此外，网络13的低Q值变换减小了网络13对由于公差造成成份变化的敏感性以及温度效应的敏感性。

2、电容器C₃的电抗在谐振频率下（振荡器11）作得非常高，所以它对Z₂的阻抗变换只有小的影响并对Z₁的阻抗变换有不明显的影响。然而电容器C₃在远高于谐振频率的频率时的电抗很低，所以实现了高频谐波的衰减。

3、电感L₃和电容器C₂的值的选择要使L₃和C₂的并联谐振频率等于振荡器11的频率（即网络13的工作或谐振频率）。电感L₃在谐振频率下具有远大于Z₁的感抗，所以Z₁对电感L₃和电容器C₂的L-C复合的固有频率有很小的影响。电感L₃是制成可调的，用以考虑到电感和电容的公差而进行细致调节。这种任何调整对Z₁仅有很小的影响。为保证高频响应，电感L₃的白谐振频率应明显地高于振荡器11的频率（例如15倍高）。电感L₃用于提高Z₁和Z₂的阻抗变换。

4、电容器C₂的值的选择要使电容器C₂和电感L₃在Z₁的变换时产生谐振。电容器C₂提供一个使Z₂下降的阻抗变换。

5、电感L₂提供一个使Z₂提高的阻抗变换。在Z₁的阻抗变换中电感L₂仅有小的影响，这是由于Z₁已经大大地提高了。电感L₂的自谐振频率接近谐振频率的10次谐波频率（振荡器11的频率的10次谐波），以保证对4次和15次谐波频率间的频率有强的衰减。

6、电容器C₁提供Z₁和Z₂的下降的阻抗变换。（由于电感L₃和电容器C₂间的谐振使Z₁变得非常高）。

7、电感L₁提供Z₁和Z₂的提高的阻抗变换。它的电特性类似于电感L₂。电感L₁和电容C₁的结合提供了Z₁和Z₂的另外的阻抗变换。认真设计电感L₁以尽量减小基频下的插入损耗。此外，它的自谐振频率设定在低于电感L₂但处在一个谐波等级上，以便帮助电感L₂滤除不需要的谐波频率。因此，电感L₁提供了一个很有效的极点在较低次谐波。作为网络的第一个串连元件，电感L₁对于防止来自放大器12的脉动电流来说是很重要的，放大器输出的方波具有快速上升和下降的时间。这将尽量减小谐波电流并增加放大器和滤波器的效率。

8、电容器C₁和C₂的电抗在10次谐波以上的频率下是很小的。它们在这些频率的低阻抗保证了网络13具有较好的或较宽的频率响应。对于较低次的谐波，电容器C₁和C₂的电抗和电感L₁和L₂的电抗相比较是小的。因此，网络13的极点象包含较小电感和较大电容的网络那样有效。用这种安排，将得到最小环流电流（i₁至i₄）。

9、所有的电路元件（电感L₁-L₃和电容C₁-C₃）的Q值应当大于100，这是为了获得在谐振频率处的最小的滤波插入损耗。

如图2所示电感L₂和L₃与电容C₂的连接，可以连接在任何网络之间以完成两种不同的阻抗转换，这时网络阻抗有实质性的变化。无电极放电灯是需要两种不同阻抗变换的装置的实例。

下面的实例将描述阻抗匹配和滤波网络的结构，它们满足先前叙及的原理，现在将描述之。然而，可以理解本发明这些原理可应用于无电极放电灯，该灯具有的特征与那些实例不同。该灯的详细说明如下：

在开启前，输入到感应线圈网络的射频功率为4瓦的情况下，感应线圈网络的阻抗Z₁＝3.5+j2.9Ω。

灯的开启发生在60≤Vin≤100V的直流电压。

稳定状态的直流供电是130V并有19瓦射频能量传输给感应线圈网络。从感应线圈网络17看进去：Z₂＝47-j18Ω。

阻抗匹配和滤波网络的Q值≤2

衰减必须为40dB或者更多，在f≥3f_o时，处的f_o是振荡器的频率，它等于13.56MHz。

设计的电感线圈具有5.3微亨（μH）的电感值，并且等效串连电阻（ESR）是2Ω。

互补的D类放大器用于驱动电感线圈。

下面说明设计阻抗匹配和滤波网络的过程。下列方程描述电源电压（V_DD）输入到线圈的功率（P），和线圈的变换电阻（R）之间的关系。

P＝2V² _DD/π²R

因此

R＝2V² _DD/π²P

假设在启动时的射频功率是4瓦，并且60V≤V_DD≤100V，然而

182Ω≤R≤507Ω

稳定工作状态（19瓦）的Z₂的实部转换为：

R＝2V² _DD/Pπ²≈180Ω

由于用于D类放大器的大功率MOSFET晶体管的开启电阻是6欧姆左右，在稳定工作状态，传送给放大器的实际输入功率将是：

19W×（180+6）Ω/180Ω＝19.6W

用Pin＝19.6W和总的R＝180+6＝186Ω，那么DC电源电压必须保持在DC/134V。

1、第一步是选择电容器C之值。正如其它电路元件情况一样，根据以上所述考虑选择一个值，然后测试电路以证实满足所希望的指标。首先，例如选择电容器C₃的值为15pf。在f_o＝13.56MHz时，C₃的阻抗（X_c3）＝782Ω。

如图3A示出由于C₃引起的Z₁的变换。利用诺顿与戴维宁定理（Norton's and Thevenin's Laws）。将C₃的并联连接转换为其串联等效电路。图3B示出由于C₃引起的Z₂变换。如图3A和图3B所示，在每种情况中的Q值小于2，而且电容器C₃在Z₁和Z₂的阻抗变换方面仅有较小的影响。

请注意：

Z₁/Z₂＝｜47-j18/3.5+j2.9｜≈11＞10

也请注意无载Q值：

Q_u＝2π×13.56MHz×＝5.3μH/ESR＝451/2＝256

其中ESR为电感线圈的等效串连电阻。而有载Q值如下：

Q_L＝451/47-2≈10＜＜Q_U

最后，显然有：

Q_L/Q_U∞Z₁/Z₂

2、以下，选择L₃的一个值为1.025μH，因此L₃的电抗（X_L3）远大于Z₁。所以，在13.56MHz处，L₃的阻抗为0.8+j87.3。图3C示出Z₁的变换，而图3D示同Z₂的变换。请注意在Z₂情况下Q值是：

Q＝67.1/45.55＝1.473＜2

因此满足Q小于2的要求。

3、选择电容器C₂的值为130pf，以使电容器C₂与电感L₃谐振（并联感抗为90.4Ω）。Z₁与Z₂的阻抗变换示于图3E和3F。请注意在Z₂的情况中：

Q＝144.4/114.9＝1.256＜2

因此也满足Q₂小于2的要求。

4、电感L₂的作用主要是把Z₂的实数部分（图3F）提高到约为旧值2倍的新电阻值。选择电感L₂的值为2.2μH，其ESR具有1.0Ω的。Z₂的变换示于图3G，并可以求出如下的Q值：

Q＝169/143.6＝1.1769＜2

Z₁的变换示意图3H。

请注意：相对于Z₂而言，342Ω的电阻值大约是原电阻142.16Ω的2.4倍。

还请注意：电感L₂对Z₁的阻抗变换具有无关紧要的影响。

5、选择电容器C₁的值以便使Z₂的实数部分变换到大约180Ω。为了给C₂配置一个数值，利用以下的诺顿十分之一变换公式以得到合适的Q值来校正阻抗变换。

$\mathrm{希望的Q＝}\sqrt{\mathrm{342／180－1}}\mathrm{＝0.9487}$

△X＝342/Q＝342/0.947＝360.5Ω

X_C1＝（1/360.5+1/291）^-1＝161Ω

C₁＝（161×2π×13.56MHz）^-1＝72.9PF

在此基础上，选择电容器C₁的值为75PF，这是一个标准值。在13.56MH4z谐振频率上，电容器C₁的电抗等于156.5Ω。图3I示出由C₁引起的Z₂的阻抗变换，而图3J示出由C₁引起的Z₁的阻抗变换。相对于Z₂而言，请注意Q为1.01。

6、利用戴维宁-诺顿变换方程式计算电感L₁∶R_P＝（1-Q²）R₆其中R_P＝180，R₆＝169.3解Q为：

$\mathrm{Q=}\sqrt{R_P\mathrm{/R}{}_{\mathrm{S\; -\; 1}}}\mathrm{=\; 0.2513}$

因此

△X＝Q×169.3

和

L₁＝X_L1/2πf。

结果其电抗将部分地消去Z₂（图3J）的171Ω电抗而变换169.3ΩESR至180Ω。

$\mathrm{希望的Q＝}\sqrt{\mathrm{180／169.3－1}}\mathrm{＝0.2513}$

△X＝0.2513×169.3＝42.54Ω

X_L1＝171+42.54＝214Ω

L₁＝214/2πf_o＝2.506μH

对L₁选择一个标准值2.7μH。图3K和3L分别示出Z₂和Z₁的阻抗变换。请注意Z₂的最后Q是0.2513，这远低于其极限值2。

简要说明以上讨论，在最后的阻抗变换中，原始的Z₁＝3.5+j2.9Ω变换为Z^′ ₁＝13+j57Ω。原始的Z₂＝47-j18Ω变换为一个新的Z^′ ₂＝169.3+j42.54Ω。并联等效阻抗为Z_1P＝293-j67Ω和Z'_2P＝180-j716Ω。请注意这满足条件182≤R＝293≤507和R＝180Ω。

因此，现已描述了满足所有要求条件的阻抗匹配和滤波网络。从前述讨论中显见，阻抗匹配及滤波网络13满足实现几个功能的所需条件。首先，它在一组状态（Z₁）之下，把线圈和电容的固有阻抗转换为所需要的阻抗，以确保在希望的电压电平下开启放电灯。第二，在另一组状态（Z₂），把线圈和电容器的固有阻抗转换为所需要的阻抗，以确保灯在稳定状态时吸取所需要的能量。该网络也确保强到足以产生RFI的基频的谐波被基本滤除。

在图1和图2中所示的阻抗匹配和滤波网络可以在某些应用中提供适当的RFI滤波，在一个无电极放电灯的限制范围中也可以不这样做，其中电路接地范围是有限的。阻抗匹配的输入端C和d及滤波网络13（图2）直接连接到放大器12的单端输出端，它可能有丰富的谐波。例如，一个D类或E类功率放大器可能有80%或更高的效率，但可能具有实质上偏离纯正弦波而非常“嘈朵”的输出。为这样的放大器设计一个有效的滤波网络装配到一个非常小的空间中，例如用于一个无电极灯中，这是非常困难的。在此放大器，阻抗匹配和滤波网络，以及电感线圈都装在一块公共印刷电路板上而且电路接地，这种方案是特别现实可行的。在该情况下，由放大器产生的谐波电流流过电路接地点，它包含有一个有限阻抗。结果：就在沿接地的区域产生一个表面电位。由于电感线圈的一端直接地或容性地接到该电路的接地点，它将作为一个发射天线向自由空间辐射一个宽范围的谐波。

该情况示意性地表示于图4中，其中，振荡器11，D类放大器12，阻抗匹配及滤波网络13，感应线圈网络17都连接到一个共用电路（PC板）接地点41。在图4中，ip表示从放大器12流到电路接地点的脉冲电流，if表示从阻抗匹配和滤波网络13回到接地点的电流，而i₁表示负载电流。根据基尔霍夫定律（Kirchhoff），这些电流在电路接地点41处相加并一起形成一个总的电流it，它等于

i_t＝i_P+i_f+i_l

它流经一个有限阻抗Z_B。

在一个互补电压转换的D类放大器中，具有一个150V直流供电由压，一个5PF输出电容，转换频率为13.56MHz，转换电流i_P产生的功率损耗大约为1.5W。该功率损耗表示在输出电容充电和放电期间，由放大器产生的波形的各个谐波分量的总损耗。

利用i_lZ_L＞＞i_lZ_B的事实，此处Z_L为感应线圈网络17的阻抗，而Z_B是电路接地点41的表示阻抗，我们能够根据两个等效电流发生器G_o和G_n得到如图5所示的简化模式。G_o表示由基频产生的电流;G_n表示由谐波频率产生的电流。因此，G_o＝i_lZ_L，而G_n表示由谐波频率产生的电流。因此，G_o＝i_lZ_L，而G_n≈（ip+if）Z_B。如图所示，G_o在一个包括感应线圈网络17的电路中，感应线圈14以基频频率进行辐射。另一方面，由G_n产生的电流必须流过包括一个外部接收“天线”51（它可以是从感应线圈14拾取辐射的任何物体）和一个接地通路的电路。Z_M表示在感应线圈14和天线51之间的自由空间阻抗，Z_G表示放电灯10和接地端之间的阻抗，Z_G表示天线51和接地端之间的阻抗，而Z_EG表示接收天线与灯之间的地表面阻抗。从图5可见，要阻止感应线圈14以谐波频率辐射，则在该电路通路中必须放置一些障碍物。

换言之，如图5所示，如果感应线圈14未采取法拉第-屏蔽（Faradevy-shielaed），它将变成一个射频发射天线，由发生器G_o和G_n馈入。即使G_o的频率下降到FCC批准的频带以内（例如用于ISM的频带），G_n的频率将包含基频的耦数次和奇数次谐波。为了满足FCC限定，由发生器G_n产生的谐波必须在它们到达感应线圈之前被消除或显著地降低。根据本发明，提供一种方法用以分离滤波和隔离发生器G_n。这是通过将滤波器都连接到放大器12和振荡器11的所有输入和输出端，并通过在这些部件周围附加导电的法拉第屏蔽而实现的。

如图6所示，根据本发明的这个方案的一个无电极放电灯60的方框图。灯60包括一个惯用的爱迪生灯口61，它与通常的白炽灯泡兼容。灯口61具有“热的”和“自然的接触点，它们与一个线圈滤波器62中的标为H和N的端点相连。线路滤波器62的输出连接到供电电源63，它最好包括一个在以上提到的序列号为07/886，718的申请中所述的一个功率因数控制器。供电源63提供一个输送到振荡器11和放大器12的电源输入端的直流输出电压。

在该实施例中，阻抗匹配和滤波器网络13实际被分成两个滤波器，标为滤波器13A和滤波器13B。滤波器13A和13B被连接而且其公共节点连接到一个“伪”接地点66。伪接地点66，也连接到一个金属机壳100，如图9所示的金属机壳作为图6所示的电子另件的法拉第屏蔽。滤波器13A和13B的各输出端分别通过电容器16A和16B连接到感应线圈14上。滤波器13A和13B还根据对称和平衡的程度部分或全部地为磁耦合滤波器。为了使成本最低并节约空间，滤波器13A和13B可以绕在单个芯子止，但它们之间的磁耦合度应该是低的。在滤波器13A和13B之间的对称程度应有一些宽容度。这个情况将在以下进行讨论。

对称的匹配滤波器13A和13B至放大器12的‘连接将放大器12的单端输出端e和f（电路接地点）转换成图6中标为节点g和h相对于伪接地点（金属机壳100）的双端输出。如果对称的匹配滤波器13A和13B精确地平衡（每一个对应另件都是一个完美匹配），则滤波器13A和13B的输出信号将成为相对于伪接地点而言在g和h点的幅度相等而方向相反的信号。在节点g和h的信号间的差分和等于滤波器13的输出信号的幅度。

图7示出滤波器13A和13B的一个实施例电路图。阻抗匹配和滤波网络13的每个另件（图2）大体上被分成在滤波器13A和13B间分开的两个另件。因此，电感L₁被分成分别位于滤波器13A和13B的电感L_1A和L_1B。电感L₂和L₃以及电容C₁和C₂的情况相同。由于在节点g和h上没有高频噪音，所以图2中的电容C₃是不必要的。除去C₃对图7所示的滤波器匹配特性会有微不足道的影响。电容器C_1A和C_1B以及电容器C_2A和C_2B之间的公共接点被连在一起并与伪接地点66相连。

每个电感对（电感L_1A和L_1B，L_2A和L_2B，L_3A和L_3B）中的二个电感量值相等，而且最好满足下列关系：

L_1A＝L_1B，而且L_1A与L_1B串连＝L_L1

L_2A＝L_2B＝L₂/2

L_3A＝L_3B，而且L_3A与L_3B串连＝L₃

成对的电感最好在单个环形芯上反绕线圈形成，如图8所示。在各电感之间的磁耦合将保持尽可能的低（0.4或更低）以保证较好的滤波特性。

电容器对（电容器C_1A和C_1B以及电容器C_2A和C_2B）最好取值如下：

C_1A＝C_1B＝2C₁

C_2A＝C_2B＝2C₂

参看图6和7，显然节点g和h，以及感应线圈14由滤波器13A和13B隔绝了在节点e和f处出出现的噪音。对于节点g和h作为参考点的伪接地点66来说，同样与节点e和f相隔离。因此，与图2和图4所示实施例不同的是，在感应线圈14和一个“噪音”电路接地点之间不存在直接的连接。

图9示出了放大器12，滤波器13A和13B以及灯10的其它另件如何安装在一个金属机壳之中。金属机壳100由也是金属制成的内部隔板101，102和103分隔成间隔。滤波器13A和13B以及电容器16A和16B装在印刷电路板（PCB）104上;振荡器11和放大器12装在PCB105上;供电电源63装在PCB106上;而线路滤波器62装在PCB107上。所有的PCB都安装在金属机壳100的壁和隔板上。PCB104和107连接到伪接地点66（金属机壳100）。包含振荡器11，放大器12及供电电源63的PCB105和106是悬浮的。PCB104连接到处在金属机壳100外边的感应线圈14上。

上述实施例提供了对由放大器产生的谐波频率的极好的屏蔽，并使定位的部件在一个严密地有限空间中相互邻接，例如在一个无电极放电灯中。然而，除非采取其它的预防措施，否则基频仍将由感应线圈14进行辐射。现在将描述一个将基频辐射减至最小的一个方案。

图10A示出感应线圈14的一个附图，表示出其实际长度D远小于基频波长入。例如，在一个实施例中，频率是13.56MHz，λ＝22.1米，此时大约1英寸（2.54cm）。感应线圈14在穿过其中点的X轴附近被平衡，即在X轴上方的给定距离的电荷与X轴下方相同距离上的电荷量值相等方向相反。

图10A中的点P表示相对于线圈长度D而言远离线圈14的一个点。λ是由线圈14发射的信号波长，而X是点P的线圈14间的距离。对于λ＞＞D，X＞＞D而言，从点P看线圈14基本可视为一个点幅射源。

对于相对于沿Y轴的线圈中心的距离为Y处的给定电荷的粒子来说，P点所感受到的电场由下式表示：

dE＝1/4π∈_o＝λdY/X²+Y²

其中E_O是8.85418×10^-12C²/NM²，库仓定律（Coulomb's law）的介电常数，X是点P在X轴上离线圈14的距离。如果线圈14是平衡的，则保持下列关系：

-D/2∫°dE_xdY＝-_o∫^D/2dE_xdY

如图10B所示，由于X＞＞D和λ＞＞D，当角度θ接近O时，Sinθ也接近O。

因此，

dE_Y-＝dEY+＝O 和

dE_X-＝-dE_x+

其中dE_X是dE的X分量。

因此，如果满足这些条件（即线圈14在其中心附近平衡），则点P在X或Y的方向都感受不到电场。

图11示出灯60（图6）的部分，它包括放大器12，滤波器13A和13B以及电容器16A和16B。为了解释的目的，将电感14示为在感应线圈单元120内部被分成相等的两半14A和14B。电阻121A和121B共同表示从密封容器（未示出）中的感应的等离子体反射的电阻。标为Z的点表示线圈14的机械中心。电容器16A和16B的阻抗与电感14A和14B的阻抗大小相等相位相反，因此保持下列关系：

X_16A＝X_16B＝-X_14A＝-X_14B

这满足电容器16A和16B以及电感14A和14B在放大器12的工作频率下谐振的条件。

如果滤波器13A和13B的部件完美地匹配，则电容器16A和16B可以省略，而点g和h处的信号将是幅度相等相位相反的，线圈14在端点S和t处的端电压将相对于地和点Z是平衡的（点Z为线圈14之中点）。然而，实际上，要获得完美地匹配部件，特别是电感，可能是十分昂贵的。要获得匹配的电容则相当地便宜。因此，假设电容器16A和16B是很好匹配的话，则考虑S点和t点处的信号特性是有用的。

图12示出一个等效电路，其中在点g和h的电压输出已经由分别具有阻抗R_a和R_b的等效信号源G_a和G_b代替。利用合适的阻抗变换，可以使电阻R_a和R_b的阻抗大大地小于电容器16A和16B，电感14A和14B，以及电阻121A和121B的阻抗。因此，由于温度变化以及滤波器13A和13B另件值的差别而产生的电阻R_a和R_b的阻抗变化对图12的平衡电路网络而言是微不足道的，并可以省略。所以，图12的等效电路可以重新画成图13所示的等效电路。由于图13中的信号源G_a和G_b输出一个绕环路的公共电流，故可以省略它们，并示为具有环状电源i∠β的等效闭合环路。电容器16A和16B之间的中点示为有一个相对于地的电压V∠θ（正如将变清楚的情况，V∠θ值只用作闭合环路对地的基准而不需要知道它）。

现在来计算点S和t处的电压。点S处的电压可如下得到（C和16B）：

V_s＝V∠θ-i∠β（-j/wC/2）

V_s＝V∠θ-i/wC/2（∠β-90°）

令σ＝β-90°

V_s＝V∠θ-iX₁₆∠σ

其中X₁₆＝｜-j（1/WC/2）｜

V_s＝V∠θ＝iXCOSσ-iX₁₆Sinσ

应用三角恒等式：

-COSσ＝COS（180°±σ）

-Sinσ＝Sin（-σ）

则有：

V_s＝V∠θ+iX₁₆（COS180°±σ）

+iX₁₆[Sin（-σ）]

通过类似地处理，点t处的电压可以示为等于：

V_t＝V∠θ+iX₁₆（COSσ）

+iX₁₆（Sinσ）

因此

V_S+V_t＝O

或

V_S＝-V_t

这样，点S处的电压与点t处的电压幅度相等而相位相反。情况是，在线圈14A和14B之间的中点处的点A作为一个伪接地点，而线圈14A和14B的组合作为一个偶极子天线。如果，如上所述，线圈14A和14B的电长度相对于由“天线”发射的RFI波长是小的，则远离线圈14A和14B的点不会感受到加在线圈14A和14B上的射频信号产生的任何电场。

图14示出了示于图7和11中的电路，特别包括电感L_3A和L_3B，电容器16A和16B，电感14A和14B，以及电阻121A和121B。验证S点和t点处的电压是幅度相等相位相反的另一种方法是考虑在假设电流i∠β流过这些电路元件时，各电路元件所施加的相位变化的影响。若利用在电感L_3B左侧的电压作为基准电压，则V_t和V_S可以如下计算：

V_t＝[C_∠3BL+90°+X_16BL-90°]i∠θ

V_s＝[X_L3B∠+90°+X_16B∠-90°+X_14B∠+90°+X_121B∠0°

+X_121A∠0°+X_14A∠+90°]i∠θ

由于｜X_16A∠-90°｜＝｜X_16B∠-90°｜＝｜X_14A∠+90°｜

＝｜X_14B∠+90°｜

故V_s＝[X_∠3B∠+90°+X_121B∠0°+X_121A∠0°+X14A∠+90°]i∠σ

这就表示V_S超前V_t180°，而相位差则与X_L3A和X_L3B的值无关。

现已研究了前述实施例，并已发现当工作在13.56MHz频率时，明显地降低了RFI的发射。后面的表显示出与FCC第15部分和第18部分的3米极限（47CFR第15和第18章）相比较，在基频和多个谐波处的灯的辐射电平。所有辐射电平以dBm单位给出。

频率    测量的    第15部分    第18部分

(MHz)    辐射    极限    极限

13.56    -26    -7    N/A

27.12    -37    -27    N/A

41.68    -73    -47    N/A

54.24    -76    -67    -67

67.80    -88    -67    -67

81.36    -87    -67    -67

108.48    -80至<-90    -63    -63

至

203.40    -80至<-90    -61    -61

216.98    <-90    -61    -61

至

447.48    <-90    -61    -61

因此，如果将灯构成准确的规格，具有良好的机械接点和健全的电子线路，则电灯发射的RFI就会适当地降在FCC极限以下。

由于高效无电极镇流线圈的特性和与它们相接合的开关电源的应用在灯60的前端也需抑制装置以阻止噪音和谐波通过电源线路。这可能在通信中引起严重的问题并在电源线路上产生热。同样地，电源线中的瞬变能量在其到达供电电源63和灯60的电子元件之前必须进行衰减再一次参看图6，振荡器11和放大器12由供电电源63供电，供电电源最好包括一个如前所述的序列号为07/886.718的申请中的功率因数控制器。为了阻止由供电电源63产生的噪音到达60Hz供电线路，则要包括一个线路滤波器62。对本专业普通技术人员而言线路滤波器是一个具有公知结构的滤波器，而且保护灯60中的电子元件免遭60Hz交流供电电压中的浪涌和其它瞬变。

显然，本发明的原理用于工作在各种频率下并具有呈现各种电特性的感应线圈/等离子体组合的无电极荧光灯和无电极放电灯。因此，应该明白以上所述实施例仅仅是说明性的但并不限于此。对于本技术领域的普通技术人员来说，各种各样的其它实施例是显而易见的，它们中的全部都包括在本发明的广泛的范围中，正如在随后的权利要求所限定的一样。

Claims (23)

1、一种无电极放电灯包括：

一个射频发生器；

一个与所述射频发生的输出端相连接的放大器；

一个包括感应线圈的线圈网络；以及

一个连接在所述放大器和线圈网络之间的阻抗匹配网络，所述阻抗匹配和滤波网络用于在灯的不同工作状态下，为所述线圈网络提供两种预定的阻抗变换。

2、根据权利要求1的无电极放电灯，所述工作状态之一大约在所述放电灯开启时发生，而另一个工作状态是所述放电灯工作的稳定状态。

3、根据权利要求1的无电极放电灯，其中所说的阻抗匹配网络包括一个滤除由所述发生器产生的射频信号谐波的装置，以阻断所述谐波至感应线圈的通路。

4、一种无电极放电灯包括有：

一个振荡器;

一个连接到所述振荡器的输出端的放大器;

一个感应线圈网络，该感应线圈网络包括一个感应线圈和一个容纳有选定气体的容器，所述感应线圈用来在所述放电灯已经开启之后，在所述气体中产生带电粒子的等离子体;

其中所说的电感线圈网络在所述灯初始开启时具有在所说网络的一对输入端上测量的第一固有阻抗，以及当该灯在稳定状态时具有在所说的输入端上的第二固有阻抗;以及

所说的灯另外包括有连接到所述感应线圈网络的一个阻抗匹配网络，该阻抗匹配网络具有一对输入端，该阻抗匹配网络在所说灯初始启动时，将第一固有阻抗转换为在其输入端测量的希望的第一阻抗，并在所说灯的稳定状态时，将第二固有阻抗转换为在其输入端测量的希望的第二阻抗。

5、根据权利要求4的无电极放电灯，其中所说的第二固有阻抗至少是第一固有阻抗的10倍。

6、根据权利要求4的无电极放电灯，其中所说的阻抗匹配网络包括一个滤除由放大器产生的射频信号谐波的装置，以阻断所说谐波至感应线圈的通路。

7、一种无电极放电灯包括有：

一个具有两个输出端的射频放大器;

一个具有两个输入端的感应线圈网络;以及

一个第一滤波器和一个第二滤波器，第一滤波器连接在放大器的第一输出端和感应线圈网络的第一输入端之间，第二滤波器连接在放大器的第二输出端和感应线圈网络的第二输入端之间，所述第一和第二滤波器在一个公共节点上连在一起。

8、根据权利要求7的无电极放电灯，包括一个用于所述放大器的导电屏蔽壳，所说的公共节点连接到该导电屏蔽壳上。

9、根据权利要求8的无电极放电灯，其中所说的第一和第二滤波器及放大器都由所说的屏蔽壳所包围，而所说感应线圈网络包括一个感应线圈，该感应线圈定位于屏蔽壳之外。

10、根据权利要求7的无电极放电灯，其中所说的第一和第二滤波器相对于公共节点大致对称。

11、根据权利要求7的无电极放电灯，其中所述感应线圈网络包括连接在第一滤波器和感应线圈之间的第一电容器以及连接在第二滤波器和所说感应线圈之间的第二电容器。

12、根据权利要求11的无电极放电灯，其中所说的第一和第二电容器基本相似。

13、根据权利要求7的无电极放电灯，其中所说的第一滤波器包括第一电感线圈和第二电感线圈，而第二滤波器包括第三电感线圈和第四电感线圈，第一和第三电感线圈被绕在第一共用环形芯上，第二和第四电感被绕在第二共用环形芯上。

14、根据权利要求13的无电极放电灯，其中第一和第三电感线圈间的磁耦合小于0.4，第二和第四电感间的磁耦合小于0.4。

15、根据权利要求13的无电极放电灯，其中所说的第一滤波器包括第一和第二电容器，而所说的第二滤波器包括第三和第四电容器，每个电容器都与公共节点相连接。

16、根据权利要求8的无电极放电灯，其中当灯工作时，所述屏蔽壳和线圈的中心点固定在底板接地点。

17、根据权利要求16的无电极放电灯，包含一对相匹配的电容器，所说电容器之一连接到所说线圈的一个输入端，而另一个电容器则连接到所说线圈的另一个输入端。

18、根据权利要求8的无电极放电灯，其中所说的第一和第二滤波器基本对称。

19、一种无电极放电灯包括有：

一个供电电源;

一个射频振荡器;

一个放大器;

一个用于发射由放大器得到的射频信号的感应线圈以便在气体中产生带电粒子的等离子体;

一个连接在放大器和感应线圈之间的第一滤波器，以便阻断射频干扰信号（RFI）至所说感应线圈的通路;以及

一个连接在供电电源和所说灯的电源主接触器之间的第二滤波器，以便阻断噪音信号至所说电源主接触器的通路。

20、一种无电极放电灯包括有：

一个金属壳，该金属壳包围着一个射频信号源和一个放大该信号的放大器;以及

一个定位于该金属壳之外的感应线圈，所说金属壳和线圈中心点都被固定到一个伪接地点。

21、一种组合包括有：

一个阻抗匹配网络;和

一个负载;

所说阻抗匹配网络以相差至少为10的一个因数的阻抗提供两个预选的阻抗变换。

22、一种放电灯，包括一个产生频率至少为20KHz的电信号的装置，一个连接到该灯的输入端的线路滤波器，该线路滤波器用于限制传输对供电线路的导电电磁干扰。

23、根据权利要求22的放电灯，其中所说的放电灯是一个无电极放电灯。

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