CN108367375A - 具有扩展电压特性的焊接电源 - Google Patents

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Abstract

一种提供焊接电力的装置。该装置可以包括直流‑交流(DC‑AC)电力转换器以输出初级电流，以及变压器级。变压器级可以包括至少一个电力变压器，以在变压器级的初级侧上从(DC‑AC)电力转换器接收初级电流，并且通过设置在变压器级的次级侧上的第一整流器和第一次级绕组集合输出第一电压。变压器级还可以包括设置在次级侧上的辅助次级绕组集合，以输出第二电压。该装置还可以包括设置在次级侧上的一对有源单向开关，以从辅助次级绕组集合接收第二电压。

Description

具有扩展电压特性的焊接电源
技术领域
本实施例涉及用于焊接型电力(即，通常用于焊接、切割或加热的电力)的电源。
背景技术
在焊接装置中，电源常常被配置为在覆盖一定范围的输出电流的同时输送恒定的电压输出。静态输出电压-安培特性可以包括表示恒定电压的水平线和与电流极限对应的垂直线。另外，焊接电源(特别是开关模式电源)具有由焊接处理的物理性质强加的某些要求。替代以水平和垂直线的形式提供电流-电压特性，如果焊接电源能够覆盖从几乎为零到最大电压以及从几乎为零到最大电流的范围会更有用。换句话说，焊接电源可以以覆盖输出电压-安培特性上的整个矩形平面为目标。
值得注意的是，在操作中，可能没必要在同一时刻输送最大电压和最大电流。例如，焊接电源的控制系统可以限制高电流时的输出电压以及限制高电压时的输出电流。控制系统可以被配置为生成由反馈和前馈控制电路创建的具有诸如双曲线之类的形状的电力限制或其它复杂的电流-电压限制。控制中的这些限制仅叠加在由不变的变压比定义的限制上。如果以低电流覆盖高电压是对于特定应用的目标，那么这导致低变压比，而电力转换可能在不需要高电压的大电流下无效。这些考虑会降低电源设计的有效性，尤其是在借助于纤维素电极进行焊接的情况下。使用纤维素电极进行焊接需要在短路时具有非常高的电流以及长的电弧扩展，因此在低或中等电流时需要高电压。
提供多个电源以解决提供电压和电流的目标输出范围的上述问题的任何解决方案将在实践基础上与其中输出电压-安培特性仅受限于控制系统的简单方法进行比较。一般而言，对于具有两个电源的设计与具有由控制系统强加的电流-电压限制的解决方案相比经济上有效多少没有明显结论。最佳选择可以取决于特定解决方案或应用并且取决于额定电流操作点与低电流区域中电压余量之间的关系。
就这些和其它考虑而言，提供了本公开。
发明内容
在一个实施例中，装置被用于提供焊接电力。该装置可以包括直流-直流(DC-DC)电力转换器。DC-DC转换器可以包括变压器级以及输出初级电流的直流到交流转换器(DC-AC)。变压器级可以包括至少一个电力变压器，以在变压器级的初级侧上从DC-AC电力转换器接收初级电流，并且通过设置在变压器级的次级侧上的第一次级绕组集合输出第一电压。第一次级绕组集合可以将电流输出到第一整流器，该第一整流器将交流转换为直流。该装置还可以包括设置在次级侧上以输出第二电压的辅助次级绕组集合、辅助整流器以及设置在次级侧上以从辅助次级绕组集合接收第二电压的一对有源开关。
在进一步的实施例中，提供焊接电力的装置可以包括主DC-DC电力转换器，其中主电力转换器具有第一输出。该装置还可以包括主电力变压器，该主电力变压器被耦合成在主电力变压器的主初级绕组处接收第一输出并且通过主电力变压器的主次级绕组并进一步通过主输出整流器生成主电力输出。该装置还可以包括辅助DC-DC电力转换器，其中辅助DC-AC电力转换器具有第二输出，以及辅助电力变压器，该辅助电力变压器被耦合成在辅助电力变压器的辅助初级绕组处接收第二输出并且通过辅助电力变压器的辅助次级绕组并进一步通过辅助和主输出整流器生成辅助电力输出。整流器的输出可以串联电连接。主DC-DC电力转换器和辅助DC-DC电力转换器可以是双开关正激转换器或以PWM信号的有限占空比操作的其它电力转换器，然后输出整流器可以并联连接。
在另一实施例中，控制焊接电力的方法可以包括将第一和第二脉宽调制(PWM)信号发送到DC-AC电力转换器，以将初级电流输出到主电力变压器级的初级侧。该方法还可以包括测量初级电流、次级电流、分离的次级电路中的各种电流、前述电流测量的组合和导数或来自内部反馈回路的参考电流，以生成感测电流值；以及当感测电流值低于某个第一阈值时，分别使用第三和第四PWM信号来激活设置在主电力变压器级的次级侧上的第一次级开关。该方法还可以包括通过前沿调制的原理对第三和第四PWM进行调制，其中前沿被延迟并且延迟从感测电流的第一阈值处的最大值减小到感测电流的另一第二阈值处的零。
在另一实施例中，控制焊接电力的方法可以包括将PWM信号发送到双开关正向DC-AC电力转换器或以有限的最大占空比操作的另一电力转换器，以将初级电流输出到主电力变压器级的初级侧。该方法还可以包括测量初级电流、次级电流、分离的次级电路中的各种电流、前述电流测量的组合和导数或来自内部反馈回路的参考电流，以生成感测电流值；以及当感测电流值低于第一阈值时，激活第二双开关正向DC-AC电力转换器或以有限的最大占空比操作的另一电力转换器，以使用另一PWM信号集合将初级电流输出到辅助电力变压器级的初级侧。
该方法还可以包括以这样一种方式通过前沿和后沿调制的原理对第二DC-AC转换器的PWM控制进行调制，使得前沿被延迟并且延迟从感测电流的第一阈值处的最大值减小到感测电流的另一第二阈值处的零。
附图说明
图1描绘了由本公开的实施例输出的示例性最大电压-电流特性的电路图。
图2和图3描绘了本公开的不同实施例的输出电压的时间图。
图4描绘了示例性装置的电路图。
图5描绘了另一示例性装置的电路图。
图6描绘了另一示例性装置的电路图。
图7-图18描绘了根据本公开的不同实施例的示例性系统的电路图。
图19描绘了电源的电压-电流范围限制。
图20A示出了根据本公开的实施例的示例性装置的框图并且图20B描绘了其电路图。
图21A-图21C描绘了根据本公开的实施例的处于不同输出电压的输出电压时序图。
图22描绘了根据本公开的实施例的电流感测修改的时序图。
图23A和图23B描绘了根据本公开的实施例的PWM控制器的电路图。
图23C图示了根据本公开的替代实施例的电力电路和控制电路。
图24描绘了图示出根据本公开的实施例的PWM控制的操作方法的时序图。
具体实施方式
本实施例对用于提供焊接型电力的已知装置(其在本文中可以被称为“焊接装置”)提供改进。根据各种实施例，焊接电源被提供有扩展的电压特性。
在各种实施例中，基于全桥或等效拓扑(诸如半桥、三电平、两个双开关正向)来提供DC-DC电力转换器(或电力转换器)。在各种实施例中，电力转换器可以在转换器的次级侧上配备有源开关，其中有源开关将附加电压引入到输出电路，该附加电压由同一变压器或者附加变压器的附加绕组生成。在一些实施例中，附加变压器被连接到同一电压转换器。在各种附加实施例中，主电力转换器是双开关正向转换器或以有限的最大PWM占空比操作的其它电力转换器。通过应用附加低电力转换器来提供扩展的电压，该附加低电力转换器相对于主转换器以相反的相时序进行操作。辅助电力转换器是双开关正向转换器或以有限的最大PWM占空比操作的其它电力转换器。作为示例，辅助电力转换器可以被配置为接收具有第一相的PWM信号集合，并且主电力转换器被配置为接收具有与第一相相反的第二相的PWM信号集合。
本公开的各种实施例可以使用相同的一般控制原理来操作。特别地，主转换器及其开关可以用脉宽调制(PWM)控制进行操作，特别是有源能量传送脉冲的后沿调制。在本公开的不同方法中，可以应用PWM反馈控制，使得对后沿进行调制。在不同的变体中，控制可以在峰值电流模式、平均电流模式、恒定导通时间或电压控制模式下操作。为了控制附加开关(在附加转换器中，或在次级侧上)，通过实现受控的时间延迟，前沿也可以被调制。在一些实施例中，延迟可以与实际的初级电流、次级电流以及转换器中的不同电流的组合或来自内部反馈回路的参考电流成反比。
在操作中，对于大于某个高阈值的电流，附加开关的操作的前沿的时间延迟可以大于切换周期的一半，这意味着附加开关根本不被激活。根据各种实施例，对于低于该高阈值的电流，延迟按比例减小并且在电流的某个低阈值时减小到零。在电流的低阈值以下，附加开关可以在没有延迟的情况下被激活。在各种实施例中，可以通过相同的控制原理以与主转换器的开关相同的方式调制辅助开关的控制信号的后沿。在拓扑结构包括次级开关的特定实施例中，只有前沿可以被调制，这可以更有效。在这种情况下，次级开关可能在相反相开始后的给定时间被关断。因此，关断处理在没有电流的情况下执行(零电流切换ZCS)。
在电流值低于高阈值I2H并且输出电压低于某个电平的范围内，该装置能够提供目标电压电平而不使用附加部件。在这种情况下，附加开关或辅助转换器可以通过离散操作或者通过逐渐增加辅助开关或辅助转换器的控制信号的前沿的延迟的连续操作来关断。
图1描绘了由根据本实施例布置的装置提供的一般电压-电流特性。图1示出了由本公开的实施例的装置生成的示例性简化的最大平均电压-电流曲线(VI)10。VI曲线10包括低电压部分12，其中输出电压在最大电流Imax和某个电流值(被示出为第一阈值I2H)之间的电流范围上维持在相对低的值和恒定的值。VI曲线10还包括可变电压部分14，其中电压随着I2H和第二阈值I2L之间电流的减小而增加。VI曲线还包括高电压部分16，其中电压在I2L以下相对高并且相对恒定。
图2示出了在次级侧采用开关的实施例中的输出电压的时间图。图2a)示出了电流超过高阈值I2H时的输出电压。只有低电压电平V2L出现。PWM调制是基于后沿调制原理创建的。图2b)示出了对于高阈值I2H和低阈值I2L之间的电流值的输出电压。存在高电压电平V2H和低电压电平V2L。高电压部分的前沿和后沿被调制。图2c)示出了电流值低于低阈值I2L时的输出电压。只出现高电压电平V2H。PWM调制是基于后沿调制原理创建的。
图3示出了在采用主DC-DC电力转换器以及类似的辅助转换器的实施例中的输出电压的时间图，该主DC-DC电力转换器是双开关正向转换器或以有限的最大PWM占空比操作的其它电力转换器。图3a)示出了电流大于高阈值I2H时的输出电压。PWM调制是基于具有有限的最大占空比的后沿调制原理创建的。图3b)示出了对于高阈值I2H和低阈值I2L之间的电流值的输出电压。每个第二脉冲是利用后沿调制进行PWM调制的。与该系列移位半个周期的每个第二脉冲利用前沿和后沿调制进行PWM调制。图3c)示出了电流值低于低阈值I2L时的输出电压。PWM调制是基于后沿调制的原理创建的，其中关于高于高阈值的电流的情况具有双频率。
图4示出了根据本公开的实施例的电源20的电路图。电源20包括各种已知的部件。表I中列出了图2以及后面的各个图中的部件以供参考。如图4中所示，直流-交流(DC-AC)电力转换器22布置有被示为V1、V2、V3、V4的多个开关。
表I.在附图中使用的参考
表I(续)
在一些实施例中，这些开关可以是如已知转换器中的绝缘栅双极晶体管(IGBT)或MOSFET晶体管。在图4所示的实施例中，开关可以被布置成全桥配置。在这个和其它实施例中用作主DC-AC电力转换器的DC-AC电力转换器22可以被布置为接收第一DC电压，其中第一DC电压可以是基于来自AC电源(未示出)的输入电压的整流电压。DC-AC电力转换器22可以输出AC电压，其量值(magnitude)由开关V1、V2、V3、V4的操作确定。如下面详细描述的，开关V1、V2、V3、V4可以由脉宽调制器(未单独示出)生成的脉宽调制(PWM)信号来控制。
如图4中进一步所示，电源20还可以包括变压器级24。在各种实施例中，变压器级24可以包括至少一个电力变压器，以接收变压器级的初级侧上的AC电压并且通过设置在变压器级的次级侧上的第一次级绕组集合输出第二AC电压。在图4中所示的特定实施例中，仅示出一个主变压器T1。如这个实施例中所示，变压器级24包括第一次级绕组集合28和辅助次级绕组集合26。如下面详细描述的，第二次级绕组集合26可以被用于扩展焊接输出的电压范围。例如，在某些操作条件下，基于从DC-AC电力转换器22接收的输入，第一次级绕组集合可以向整流器V7、V8输出第二AC电压，以输出用于焊接的DC电压。在其它条件下，来自辅助次级绕组集合26的第三AC电压可以被利用到另一整流器以增加焊接DC电压。
如图4中进一步所示，电源20可以包括设置在次级侧上的一对有源单向开关，以从辅助次级绕组集合26接收第二AC电压。这对有源开关可以对AC电压进行整流并向焊接站30输出DC电压。第一单向有源开关被示为整流器V9和有源开关V5的串联连接。第二单向有源开关被示为整流器V10和有源开关V6的串联连接。一般而言，有源单向开关可以体现为仅一个设备。
图5示出了根据本公开的实施例的电源40的电路图。例如，电源40包括各种已知的部件，如表I中所示。在图5的布置中，除了DC-AC电力转换器22，电源40还可以包括变压器级42。在这个实施例中，变压器级42包括主转换器变压器T1和辅助转换器变压器T2。如这个实施例中所示，变压器级42包括耦合到主转换器变压器T1的第一次级绕组集合46和耦合到辅助转换器变压器T2的辅助次级绕组集合48。如下面详细描述和上面关于图2概述的，可以采用第二次级绕组集合48来扩展焊接输出的电压范围。
图6示出了根据本公开的实施例的电源60的电路图。在这个实施例中，电源60包括主DC-AC电力转换器62，其被布置为双开关正向转换器或以有限的最大PWM占空比操作的其它电力转换器。另外，电源60包括辅助DC-AC电力转换器64，其可以是也被布置为双开关正向转换器或以有限的最大PWM占空比操作的其它电力转换器的低电力转换器。辅助DC-AC电力转换器64可以相对于主DC-AC电力转换器62在不同的定时阶段中操作。如图4中所示，主DC-AC电力转换器62被耦合到主转换器变压器T1，并且辅助DC-AC电力转换器64被耦合到辅助转换器变压器T2。主转换器变压器T1可以包括主初级绕组67和主次级绕组66，而辅助转换器变压器T2包括辅助次级绕组69和辅助次级绕组68。如图所示，主次级绕组被连接到主整流器V7并且辅助次级绕组被连接到辅助整流器V9。整流器的输出并联连接。根据其操作原理，这个实施例在输出端包含续流整流器(free-wheeling rectifier)V8。如在图4和图5的实施例中那样，通过辅助转换器变压器T2输出的附加电压可以在低电流条件下被利用以增加电压输出，如图1中一般地示出的。
图7示出了根据本公开的附加实施例的电源80的电路图。电源80一般而言可以如图2中所示那样布置，其具有被示为控制电路82的附加的示例性控制电路。如上面一般地讨论的，可以使用PWM控制来提供主转换器(DC-AC电力转换器22)的控制，其中使用脉冲的后沿来控制从DC-AC电力转换器22的输出。另外，可以使用脉冲的前沿调制来控制次级开关V5、V6。这个控制一般在控制电路82中示出，其中控制电路82输出后沿被调制的与具有相A的PWM信号对应的PWM_A信号。如图所示，这个信号可以被发送到开关V1和开关V4。控制电路82还输出后沿也被调制的与具有相B的PWM信号对应的PWM_B信号。如图所示，这个信号可以被发送到开关V2和开关V3。如图7所示，PWM_B信号和PWM_A的相彼此不同，使得当开关V2和V3处于ON状态时，开关V1和V4处于OFF状态，并且当开关V1和V4处于ON状态时，开关V2和V3处于OFF状态。
如图7中进一步所示，控制电路82可以输出后沿和前沿被调制的与具有相A的PWM信号对应的PWM_C信号。如图所示，这个信号可以被发送到次级开关V5。控制电路82还可以输出前沿和后沿也被调制的与具有相B的PWM信号对应的PWM_D信号。如图所示，这个信号可以被发送到次级开关V6。如图7所示，与信号PWM_A和PWM_B类似，PWM_C信号和PWM_D信号的相可以彼此不同，特别是它们互补相。
另外，如下面进一步讨论的，控制电路82可以包括充当可变时间延迟发生器的(一个或多个)部件。控制电路82还可以包括包含逻辑和存储器元件的控制电路。
为了调节输出到焊接站30的电压的电平，根据感测电流，控制电路82可以调节初级开关集合的操作并且控制电路可以调节次级开关集合的操作，其中该初级开关集合可以包括至少一个初级开关，如由初级开关V1、V2、V3、V4例示的，该次级开关集合可以包括至少一个次级开关，如由次级开关V5和V6例示的。如图5中所示，电源80可以包括初级电流传感器T4，其被布置为测量由DC-AC电力转换器22输出的初级电流并且生成初级电流感测信号。初级电流感测信号可以通过峰值电流模式控制的原理被用来调节初级开关V1、V2、V3、V4的激活。用于峰值电流模式控制的参考电流Ipeak可以被用于调节次级开关V5和次级开关V6的激活。例如，由于分别发送到次级开关V5和V6的PWM_C信号和PWM_D信号的前沿可以通过受控的时间延迟进行调制，从而导致可变的时间延迟。时间延迟可以按照以下方式根据输出电流进行调节。随着电流增加，参考峰值电流也增加，并且因此可变时间延迟可以增加，使得可变时间延迟变得大于处于第一阈值(参见图1的I2H)的PWM_A信号和PWM_B信号的切换周期的一半。这导致次级开关V5和V6根本不被激活。以这种方式，仅由第一次级绕组集合z21和z22输出的电压通过整流器V7、V8被输送到焊接站30。最大电压可以达到如由V2L(图1)表示的电平。在第一阈值以下，可变时间延迟可以随输出电流值降低至第二阈值(参见图1的I2L)的降低的电平而减少。在I2H和I2L之间的电流范围(regime)中，给定的电流减小导致给定的时间延迟减少，其中给定的时间延迟减少增加了次级开关V5和次级开关V6的激活。这种增加的激活导致从辅助次级绕组集合26汲取的电压的更大值，从而增加输出到焊接站30的电压。在与第二阈值I2L对应的电流以下，用于激活次级开关V5和次级开关V6的时间延迟可以变为零，因此次级开关V5和次级开关V6可以永久地或在没有延迟的情况下被激活并且同时导通。在这个低电流范围中，次级开关(V5-V6)的操作可以不直接取决于电流值，并且最大电压输出可以在电流降至零电流的范围内保持在高电平。
值得注意的是，次级开关在电源80中的应用可以导致电力转换激活阶段期间变压比的即时或非常快的改变。DC-AC电力转换器22的开关V1-V4中的电流相应地快速改变。当应用峰值电流模式控制时，对于PWM以及对于变压器铁芯饱和的控制，电流的这种快速改变会中断控制原理，从而降低DC-AC电力转换器22的操作稳定性。
为了解决这个问题，在图7的电源80中，初级电流感测信号可以在次级开关V5和V6的ON阶段期间动态衰减。在特定实施例中，电流感测与主次级绕组和主辅次级绕组之间的比率成比例地衰减。电流感测信号可能受到干扰，而在滤波之后仍可用于控制电源80的操作。
为了解决这个问题，在其它实施例中，变压器级42可以替代诸如电源40中的两个变压器。以这种方式，具有两个次级绕组的分离辅助变压器的存在允许初级电流传感器在无需快速改变的情况下就可以输送电流。这后一种配置的缺点在于，当辅助转换器变压器T2未被使用时，磁化电流仍然循环，从而导致附加的损失并且不存在防止变压器T2的饱和的可靠保护。
在各种实施例中，通过相同的控制原理，可以以与用于主转换器的开关相同的方式调制用于控制次级开关的PWM信号的后沿。值得注意的是，仅在次级开关中使用PWM信号的前沿调制常常可以更有效。在这种情况下，次级开关可以在相反相开始之后的某个间隔关断；因此关断处理可以在没有电流的情况下执行(零电流切换ZCS)。
图8示出了根据本公开的进一步的实施例的电源100的电路图。除了包括以下讨论的差异的一些差异之外，电源100可以类似于电源80来布置。特别地，电源100包括具有被示为RS触发器D3、D4的RS触发装置集合的控制电路102。触发器被布置为专门提供用于次级开关V5和次级开关V6的控制的前沿调制，以提供零电流关断。如图8中所示，例如，来自D3的输出是表示相A的前沿调制PWM信号的PWM_C’信号，其中这个信号由次级开关V5接收。类似地，来自D4的输出是表示相B的前沿调制PWM信号的PWM_D’信号，其中这个信号由次级开关V6接收。为了确保V5和V6次级开关的零电流切换，可以进一步扩展PWM_C’和PWM_D信号的后沿。后沿可以在相A和相B的PWM信号的开始后进一步延迟。在不同的实施例中，这些延迟可以是固定的或者可以是依赖电流的延迟。在另一变体中，零电流切换控制可以采用电流感测或电压感测以及附加控制逻辑。
图9示出了根据本公开的进一步的实施例的电源120的电路图。除了包括下面讨论的差异的一些差异之外，电源120可以类似于电源80或电源100来布置。除了控制电路122之外，电源120的区别特征为如下的电路系统，该电路系统提供在次级开关(即，次级开关V5和次级开关V6)的ON阶段期间要与次级电流感测信号组合的初级电流感测信号。如图所示，求和节点A11被布置为从初级电流传感器T4接收初级电流感测信号并且还被布置为从次级电流传感器T3接收次级电流感测信号。求和节点A11可以在次级开关V5或次级开关V6的ON阶段期间将这些信号加在一起。电流感测信号可能受到干扰，而滤波之后可以用于控制电源120的操作。
图10示出了根据本公开的进一步的实施例的电源140的电路图。除了包括下面讨论的差异的一些差异之外，电源140可以类似于电源80或电源100或电源120来布置。特别地，电源140包括控制电路142和被示为传感器T5和传感器T6的一对次级辅助电流传感器。传感器T5被布置为感测变压器级24的次级侧的辅助绕组与次级电力开关V5之间的电流。传感器T6被布置为感测变压器级24的次级侧的辅助绕组与次级电力开关V6之间的电流。传感器T6和传感器T5，还有初级电流感测信号以及来自传感器T6和传感器T5的电流感测信号可以被组合。这提供了通过测量初级电流以及辅助次级电流来控制由反馈回路中的变压器级24输出的电压的直接方式。
图11示出了根据本公开的进一步的实施例的电源160的电路图。除了包括下面讨论的差异的一些差异之外，电源160可以类似于电源80或电源100或电源120或电源140来布置。特别地，在控制电路162中，可以在滤波之后应用信号切换。例如，控制电路162可以包括被示为电流感测低通滤波器A9和电流感测低通滤波器A10的滤波器部件，电流感测低通滤波器A9和电流感测低通滤波器A10分别在压控开关S1与初级电流传感器T4之间和压控开关S2与初级电流传感器T4之间。
图12示出了根据本公开的进一步的实施例的电源180的电路图。除了包括下面讨论的差异的一些差异之外，电源180可以类似于电源80或电源100或电源120或电源140或电源160来布置。特别地，在控制电路182中，提供被示出为后沿调制比较器A18和后沿调制比较器A19的两个PWM比较器。
在所有前述实施例中，为了创建用于次级开关的操作的前沿PWM调制的可变时间延迟，在求和节点A13中将阈值电流值(与图1的电流电平I2L成比例的阈值电流参考)从峰值电流参考Ipeak中减去，并且在放大或衰减之后，给到比较器A15，以借助于与某个斜坡信号的比较来创建适当延迟的信号。
图13示出了执行电流感测的替代实施例，电流感测可结合前述实施例的电路系统和技术来应用。在求和节点A13中从与次级电流I2成比例的次级电流检测值I2S中减去与电流电平I2L(图1)成比例的阈值电流参考，然后在放大或衰减之后，给到比较器A15，以借助于与某个斜坡信号的比较来创建适当延迟的信号。
图14示出了执行电流感测的另一实施例，电流感测可以结合前述实施例的电路系统和技术来应用。在这个实施例中，在求和节点A13中从用作用于峰值电流模式控制的输入的初级电流感测值ICS中减去与电流电平I2L(图1)成比例的阈值电流，然后在放大或衰减之后，给到比较器A15，以借助于与某个斜坡信号的比较来创建适当延迟的信号。
在各种附加实施例中，可以在模拟或离散信号上沿着后沿创建的整个电路的任何点应用信号切换。
图15示出了根据本公开的进一步的实施例的电源200的电路图。除了控制电路202之外，电源200可以类似于电源60来布置。
电源200的一个新颖方面是使用两个脉冲边缘(后沿和前沿)的调制来控制次级双开关正向变换器或以有限的占空比操作的任何类型转换器的方式。特别地，除了被布置为测量由主电力转换器62输出的初级电流的初级电流传感器T4之外，电源200还包括被耦合成测量辅助DC-DC电力转换器64的电流输出的初级电流传感器T14。根据前面讨论的操作原理，当来自主电力转换器62的输出电流大于阈值I2L时，附加转换器(辅助电力DC-AC转换器64)可能根本不操作。本实施例的优点是辅助DC-AC电力转换器64的本质上更低的电力。另一优点是辅助DC-AC电力转换器64可以被包封为分离的模块，从而使制造商能够灵活地生产有或没有扩展电压特性特征的电源。
图16示出了电源200包括两个双开关正向转换器的另一实施例。根据其操作原理，这种类型的电力转换器不需要初级电流感测。在这种应用中，控制系统204内部生成的斜坡被用于前沿和后沿脉宽调制。
图17示出了根据另一实施例的前述系统中的前沿调制的控制的扩展。控制系统205包括前沿调制中的两个信号源，这两个信号源包括比例信号206和积分信号207，它们以并发方式连接到比较器A15的输入端。这通过两个理想整流器V23和V24的实现来示意性地描绘。在各种实施例中，可以根据有效执行相同功能的不同解决方案来执行这个功能。特别地，可以使用计算机代码中的数字比较来执行该功能。比例信号206的操作原理与前面的实施例中的操作原理相同。这个操作示意性地由求和节点A13和放大器/衰减器A14来描绘。积分信号207可以在附加反馈回路中创建。实际占空比D与求和节点A23中的某个阈值Dtsh进行比较。这两个值之间的差可以驱动积分器或其它无定向调节器A24，并且积分器A24的输出是控制前沿的附加信号源。为了提高操作速度，积分器A24可以周期性地用整流器V23和V24之后取得的最后延迟值来重新加载。操作原理通过开关S3的实现来示意性地描绘。积分器可以在过渡期间暂时关断，以提高控制系统的反应速度。操作原理通过开关S4的实现来示意性地描绘。出于同样的目的，调节器可以在不同的条件情况下循环出现。
图18示出了根据另一实施例的用于控制上述系统中的前沿调制的另一控制电路210。对于前沿调制存在以并发方式连接到比较器A15的输入端的两个信号源(比例信号206和积分信号207)。比例信号206的操作原理与前面的实施例中的操作原理相同。积分信号207在附加的反馈回路中被创建。求和节点A23具有来自平均电流参考Iav的负输入、来自次级电流I2的正输入以及某个电流偏移量ΔI的正输入。求和节点的输出馈入输送积分信号207的积分器或其它无定向调节器A24。为了提高操作速度，如由开关S4的操作所描绘的，调节器A24可以被循环地用实际值重新加载，以及如由开关S3的操作所描绘的被暂时禁用。为了相同的目的，调节器可以在不同的条件情况下循环出现。
在一些实施例中，可变时间延迟可以通过取决于连接到焊接装置的负载的值的替代信号来增加。在进一步的实施例中，替代信号包括从包括积分器的调节器或其它调节器接收的信号，该调节器被馈入第一和第二PWM信号的实际占空比的值与参考占空比值之间的差。在附加实施例中，替代信号包括从包括积分器的调节器或其它调节器接收的信号，该调节器被馈入实际次级电流与参考次级电流之间的差。在其它实施例中，替代信号可以暂时关断或被预设以改善装置的动态响应。在进一步的实施例中，替代信号可以暂时关断或预设以改善装置的动态响应。在其它实施例中，替代信号可以利用实际延迟值循环更新，以改善装置的动态响应。
在各种附加实施例中，可以使用应用于全桥(FB)转换器的后沿PWM的原理来调节输出电压。在各种实施例中，以中心抽头(CTAP)也是朝着扩展绕组的中心抽头的方式提供DC-DC变换器，该DC-DC变换器包括具有所述中心抽头、基本绕组和串联连接到基本绕组的扩展绕组的变压器。本实施例可以包括适用于次级绕组的各种设置和连接的控制方法。
在各种附加实施例中，提供电源，该电源包括DC-DC转换器，该DC-DC转换器配备有连接到隔离变压器的次级绕组的有源整流器电路，其中有源整流器电路包括连接到基本绕组的无源整流器和连接到辅助绕组的有源整流器。本实施例可以包括适用于各种类型的无源和有源整流器(不同连接的中心抽头、电桥、电流倍增器)的控制方法，其中该无源和有源整流器适于次级绕组的特定设置和连接。
在各种附加实施例中，有源整流器电路使用前沿PWM的原理来提供对输出电压的调节。第一控制系统的实施例应用PWM峰值电流模式控制(PCM)。另一实施例可以应用电压控制PWM(VM)。PWM峰值电流模式和PWM电压控制模式二者可以提供后沿调制，从而提供对平均输出电压的直接调节。峰值电流控制回路可以执行电流信号与来自误差放大器(EA)的信号的逐脉冲比较，从而产生脉宽调制信号。由于固有的大信号不稳定性，给定的上升斜坡信号可以被添加到电流信号，以确保占空比控制的稳定性大于0.5。作为其中峰值电流信号被去除并且通过比较EA输出信号与斜坡信号来产生PWM信号的系统，电压控制模式实施例可以被认为是PCM模式的扩展。因此，本文不提供VM控制模式的进一步描述。将PCM应用于FB转换器的一个原因是防止变压器铁芯饱和。另一原因是快速电流控制。
在特定实施例中，来自EA的输出信号控制用于驱动输出有源整流器的开关的前沿PWM。EA输出信号以如下的方式进行控制：当由第一后沿PWM的输出EA信号驱动的占空比(后沿PWM占空比)达到预定最大值时，第二控制系统的前沿开始从最大占空比朝着周期的开始移位。这种控制方式提供了无缝输出电压调节。这个实施例借助于相同(公共)EA输出信号以使后沿的第一占空比增加到最大值的方式来实现统一的PWM控制，而正好当后沿达到最大值时，前沿向后移动，继续输出电压的增加。
为了在各种实施例中应用这种方法，将与上升斜坡信号相加的电流信号加到给定振幅的下降斜坡信号。下降斜坡信号在最大占空比处达到零。当输出EA信号命令第一PWM控制的最大占空比并且增加时，第二PWM控制无缝地开始将前沿朝着周期的开始移动。
在各种实施例中，将并发VM PWM控制应用于第二PWM控制。从给定的电流I2L开始，前沿与电流增加成比例地朝着占空比的结束移位。在某个电流I2H处，前沿移位到预定义的最大占空比的点，从而完全禁用有源整流器中开关的操作。以这种方式，在各种实施例中，输出电压范围被限制到预定义的范围，并且同时，仅在需要时由有源整流器提供扩展的电压。
在各种实施例中，通过关断有源整流器中的开关(有源整流器开关)的延迟以及至少在一定持续时间内提供相反相的电压来实现ZCS操作。由于高电流以及杂散和泄漏电感的存在，有源整流器的ZCS操作是有用的。非ZCS操作可以造成有源整流器的损坏。为此，当有源输出整流器移向无源操作时(即，开关未被激活时)，可以生成最小持续时间的脉冲。在这种情况下，当在前一个切换周期期间有源开关被激活的任何情况下，第一PWM控制强制最小脉冲宽度。出于同样的目的，关断电源的命令不会立即生成。首先，同步地，在下一个周期中禁用有源整流器启动。然后，在最后的ZCS转换结束后，电源同步关闭。
图19示出了类似于图1的所需电压-电流范围，同时考虑了电力转换器的非理想性。从点(0，V2L)到点(I2H，V2LH)的虚线连同到点(IM，V2LM)的连续线描绘了由具有被禁用的有源输出整流器的电源所输送的最大电压。线表现出小的下垂，这与电源的变压器的非理想性对应。类似地，从(0，V2H)到(I2L，V2LH)的连续线连同朝着点(IM，V2HM)的虚线描绘了在有源整流器完全操作时可用的最大电压。从点(I2L，V2HL)下降到点(I2H，V2LH)的线描绘了由第二、前沿PWM控制的并发PWM控制提供的电压限制。整体最大电压范围位于连续线下方。根据输出的当前设置和瞬时阻抗，操作点(即，瞬时输出电流和瞬时输出电压)可以位于这个范围内的任何地方。同时，根据本实施例，当操作点位于从(0，V2L)到(I2H，V2LH)的虚线上方时，统一PWM控制采用有源整流器。
图20A示出了根据本公开的进一步的实施例的电源300的框图并且图20B示出了其电路图。电源300可以被耦合成从AC源302接收电力，并且可以包括用于接收AC电压并输出作为DC总线(或者“DC总线电压”)的DC电压的输入整流器电路304，或者在其它实施例中可以包括被设置为输出DC总线的交流-直流转换器(AC-DC)。
电源300还可以包括全桥(FB)转换器306，以接收DC总线并输出初级AC电压。初级AC电压可以由隔离变压器级308接收，该级向有源整流器电路310输出次级电力。有源整流器电路310可以输出用于在负载312处焊接的电力。电源300还可以包括控制器，其操作在下面详述。
现在转到图20B，电容器C1被示出以描绘提供初级电压V1的直流总线(DC总线)的双极电导率的有限容量。电源300的全桥转换器306包括被示为VT1、VT2、VT3、VT4的四个开关，其被象征性地描绘为绝缘栅控双极晶体管(IGBT)。在其它实施例中，可以应用任何合适的开关来代替IGBT。给定的开关具有被示出为VD1、VD2、VD3、VD4的反向并联二极管。全桥转换器306被耦合到隔离变压器级308，隔离变压器级308在图20B中被示为具有初级绕组z1的变压器T101。变压器T101用于将电源的初级侧320与次级侧330隔离。变压器T101的次级绕组具有按次序串联的四个区段：z24、z22、z21、z23。中心抽头被连接到输出电感器L2，从而提供电源的负极。由于输出电路可以包括电感，因此电感器L2可以位于正极上，输出电压V2被认为是在电感器之前取得的电压。
无源整流器VD5、VD6被连接到z21和z22绕组，从而在所有电流范围内提供较低电平的输出电压。输送到无源整流器的电压的变压比可以被表示为匝数的分式k＝z1/z21＝z1/z22。有源整流器由串联连接的两个开关VT7和VT8以及各自的二极管VD7、VD8形成。有源整流器电路310被连接到z23和z24绕组，从而提供升高的输出电压。开关VT7、VT8被象征性地表示为金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)，而在其它实施例中，可以为了切换的目的而应用任何类型的合适的开关。串联连接的整流器VD7和开关VT7(以及串联连接的整流器VD8和开关VT8)可以被当作类似于硅控整流器(SCR，晶闸管)的受控硅整流器，其中硅控整流器是单极导电性的开关。
输送到有源整流器的电压的变压比可以被表示为匝数的分式k1＝z1/(z21+z23)＝z1/(z22+z24)。负载被象征性地表示为焊接处理接收器RL(被理解为电阻器)。在各种实施例中，整流器和开关的极性可以改变，而不改变操作原理。
如图20B中进一步所示，各种电流传感器可以被布置在电路的不同链中。特别地，示出了位于电源300的初级侧320上的不同位置处的一组初级传感器，这一组初级传感器被示出为传感器TC10、TC11、TC12、TC13、TC14、TC15。在各种附加实施例中，可以包括传感器中的仅一个或两个以提供与变压器的初级电流成比例的信号。初级传感器有用的功能是，在存在变压器磁化电流的情况下，初级电流感测传输与次级电流成比例的电流。在电源300中示出有三个次级电流传感器，传感器TC21、TC27、TC28。在各种其它实施例中，电流传感器TC27和TC28可以被省略。次级电流传感器的有用功能是为反馈控制(包括PCM PWM控制)提供电流感测。
图21A-图21C示出了在次级侧330上采用开关的实施例中的输出电压的时序图。图21(a)示出了在高阈值I2H之上的电流处的输出电压。只出现低电压电平V2L。PWM调制是基于后沿调制原理创建的。图21B示出了高阈值I2H和低阈值I2L之间的电流值的输出电压。存在高电压电平V2H和低电压电平V2L。高电压部分的前沿和后沿被调制。图21C示出了在低于低阈值I2L的电流值处的输出电压。只出现高电压电平V2H。PWM调制是根据后沿调制原理创建的。
图22示出了初级电流感测和修改后的初级电流感测的时间图。时间线401示出了在有源整流器输送某个电压差的情况下的输出电压。高电压的滞后大于零，而小于DmaxT/2。初级电流I1具有在时间线402上示出的形状。在周期内电流信号快速改变时，PWM比较器将跳闸，从而禁用输送升高的电压。为了使能操作并保存关于磁化电流Iμ的信息，取决于操作的相，在有源整流器操作期间以适当的系数从初级电流信号减去次级电流信号或与之相加，该系数由变压比之差(k-k1)定义。所得电流感测信号与除以变压比k的次级电流加上磁化电流成比例。以这种方式创建的电流感测的形状在时间线404中给出并且是双极性的。这种电流感测可以用在对于每个操作阶段是分离的具有双PWM比较器的实施例中。为了在信号整流之前利用单极信号和单个PWM比较器进行操作，如时间线403中所示，在激活阶段期间加或减某个Ishift电平，以保持磁化电流的正导数。
图23A和图23B示出了用于具有扩展电压范围的电源的统一控制器的实施例的图。控制器314可以被区分为具有次要PCM控制回路的平均电流控制的一部分。如本领域技术人员可以认识到的那样，控制器314可以体现为硬件和软件的组合。如下面详细描述的，控制器314可以包括第一脉宽调制(PWM)系统，其中控制脉冲的后沿的位置被调制；以及第二PWM系统，其中控制脉冲的前沿的位置被调制。在特定实施例中，控制器314被布置为应用使用后沿PWM控制系统的后沿脉宽调制(PWM)以用于控制初级转换器，并且应用使用前沿PWM控制系统的前沿PWM以用于控制有源整流器电路。在各种实施例中，控制器314的后沿PWM控制系统和前沿PWM控制系统通过控制输出电流(诸如输出DC电流)、输出电压或输出电流和输出电压的函数来控制焊接电源的输出。有利地，控制器314也可以操作，其中后沿PWM控制系统和前沿PWM控制系统由公共反馈信号驱动。通过使用公共反馈(驱动)信号提供统一控制，反馈回路增益可以不太快地改变并且可以容易调节。平均输出电压增加也可以无缝地跟随命令信号的改变。此外，有源整流器可以直到需要时才开始操作，换句话说，可以直到第一PWM控制达到最大值才操作。
如图23A中所示，在误差放大器(EA)中，从参考信号中减去与次级电流I2成比例的信号，其中EA包含：求和节点A101、比例放大器A102、放大器A103、积分器A104、求和节点A105和限制器A106。误差放大器输出信号(EAO)被输送到后沿PWM比较器A113输入。不受有源次级整流器的切换操作的影响，具有梯形形式的修改后的初级电流信号被输送到后沿PWM比较器A113的另一输入端，该修改后的初级电流信号先前通过添加上升斜坡信号而被修改。斜坡信号在斜坡发生器A111中产生，由步进振荡器(pace oscillator)G1的脉冲同步。斜坡信号需要具有一定的振幅；因此，在斜坡信号作为信号RAMP_1’到达求和节点A110之前包括比例放大器/衰减器A112。考虑到门D101、D102、D103是透明的，可以得出结论：后沿PWM比较器A113输出使PWM锁存器D104复位。PWM锁存器D104在周期开始时由来自振荡器G1的振荡器信号(OSC)设置。系统中的最大占空比由限制器D105限制，并且然后取决于方向触发器D118的状态，在门D109或D110之一上输出前沿PWM信号。为了这个考虑，门D106被假设为是透明的。
在图22中描绘了创建修改后的电流信号的方法，并且在本实施例中关于先前讨论的附图描述了电流感测修改器的各种实施例。在当前实施例中，由修改器A7产生修改后的单极电流感测信号，该修改后的单极电流感测信号包含与次级电流成比例的部分和与初步移位磁化电流的绝对值成比例的部分。如由来自方向触发器D118的信号DIR的实现所描绘的，移位的符号由于磁化的方向而改变。低通滤波器A108和电流感测放大器A109也在电流检测电路中示出。
在本实施例中，修改后的电流感测信号是单极的。在各种其它实施例中，电流感测可以是双极的。在这些实施例中，具有电流感测输入(A113、A114、A118)的所有PWM比较器加倍，并且它们的输出分别使用OR或AND逻辑门进行耦合。一般而言，对于各种实施例，一种方法涉及向PWM比较器提供电流感测信号，该电流感测信号与除以基本次级绕组的变压比的次级电流和变压器的初级感测磁化电流之和成比例，其中两个部分的斜率具有相同的导数(增加或减小)。可以应用基于各种电流感测信号源的各种方法。
本实施例采用另一并发比较器A114来限制最大电流。比较器的输出信号在OR门D101中求和。为了防止变压器的铁芯饱和和/或过电流保护，使用这种比较器的各种实施例是可能的。一般而言，在各种实施例中，取决于需求，在逻辑OR上连接的替代并发比较器的数量可以从零到几个。特别地，对于PCM以及VM控制模式，并且尤其是对于VM后沿PWM，可以应用如下的比较器，该比较器具有来自变压器T101的磁通传感器的输入。
在本实施例中，如果EAO信号被驱动为低，那么PWM锁存器D104可以不在周期的开始处被设置。以这种方式，可以省略特定的PWM脉冲。这种方法依赖脉冲跳跃的原理。由于某些PWM脉冲可以被跳跃，因此磁化方向不会改变。因此，在本实施例中，触发器D117仅在PWM脉冲上而不在OSC脉冲上被拨动。在OSC脉冲上，拨动触发器D117的状态被同步地重新写入方向触发器D118。
在本实施例中，先前描述的电流感测信号CS在求和节点A115中与下降斜坡信号RAMP_2’和上升斜坡信号RAMP_1’相加。下降斜坡在斜坡发生器A116中生成，然后借助于放大器/衰减器A112放大/衰减到需要的电平。由发生器A116在周期开始时产生的斜坡信号从最大值开始，然后在预定义的最大占空比(在限制器D105中预定义的最大占空比)时达到零。在本方法中，来自求和节点A115的输出信号CS2在CS电流信号和RAMP_1’斜率的所有现有和预测的上升斜率内的所有周期期间具有下降斜率。
根据本实施例，公开了创建前沿PWM的方法。在最大占空比定义的时间之前，正好在达到第一、后沿PWM的最大占空比时，CS2信号开始超过EAO信号。EAO信号的进一步增加跨过CS2信号的下降斜率，并使前沿PWM比较器A118跳闸。考虑到门D111、D112、D113、D114是透明的，来自前沿PWM比较器A118的前沿PWM信号设置D115、D116触发器之一，该触发器产生输出前沿PWM信号，从而驱动有源整流器的开关。CS2信号具有下降斜率；因此随着EAO信号的增加，前沿PWM比较器A118跳闸的时刻正在移动周期的开始。因此，增加的EAO信号首先造成FB转换器的占空比增加，然后达到最大值后，造成有源整流器的占空比增加。
为了限制输出电压而不管来自误差放大器的命令，在所描绘的实施例中实现另一前沿调制。将与输出电流成比例的信号给到求和节点A119，在求和节点A119中，从该信号中减去对于电压限制所需的第一点足够的某个值(定义为电流I2L)。然后，该信号在放大器/衰减器A120中被放大/衰减，并在整流器A121中被整流，即，负值被归零。
A120的增益由斜坡RAMP_1的振幅和电压限制所需的第二点(定义为电流I2H)定义。两个前沿比较器都通过门D111中的AND逻辑原理连接，从而允许后一个信号形成前沿PWM的上升沿。结果，根据图19，输出电压范围被限制在较低电流的区域。
由于在所描述的方法中，取决于A107中的电流感测修改的方式，CS信号可以在后沿PWM上消失，并且需要正好在激活后沿范围内形成前沿，来自占空比限制器D115的后沿信号使AND门D112中的前沿PWM信号变为空。此外，如图23A中所示，前沿信号也可以通过电源关闭信号或通过有源整流器关闭信号被去除。来自门D112的输出的前沿PWM跳闸信号被指引通过门D113或D114，以分别将两个PWM锁存器D115或D116之一的输入设置为由来自方向触发器D108的DIR信号定义的活动相。为了确保ZCS PWM锁存器D115和D116在相对于周期开始的某个时间之后复位。在本实施例中，应用延迟元件D117。延迟的时间可以与图中给出的输出电流成比例。可替代地，根据所需的最大迟延，延迟的时间可以被设置为是恒定的。在替代实施例中，如上文关于先前附图所描述的，延迟可以由逻辑代替、由位于有源整流器的分支中的电流或电压传感器驱动。
每次生成后沿PWM脉冲时，后沿PWM脉冲被ZCS锁存器D121记忆(存储)在来自OR门D120的信号上，门D120将前沿PWM锁存器的设置信号相加(参见图23B)。然后，在周期开始时，由ZCS单掷D124生成脉冲。这个脉冲用于生成确保ZCS操作所需的相反相的最小后沿PWM脉冲。ZCS锁存器D121在生成最小脉冲之后复位，这由延迟D122的实现来确保。由于统一后沿和前沿PWM的处理，最小脉冲实际上可能不出现。值得注意的是，如果EAO信号立即减小，那么最小脉冲的生成将保护设备免受非ZCS切换。
为了确保ZCS操作，D125触发器也可以如图所示地实现。在电源关断的情况下，首先阻断有源整流器驱动信号的生成。D121触发器将D125触发器保持在ON状态。直到生成最小宽度的最后的后沿脉冲之后，在下一个周期开始时，OFF信号才停止PWM锁存器D104的进一步设置。
值得注意的是，在其它实施例中，还可以在PWM控制中应用电压控制模式。在这些其它实施例中，先前的考虑保持不变，其中通过调节放大器A112、A117的增益来去除初级电流感测并调节两个斜坡。相应地，在周期开始时，CS1信号从零开始。
图23C中示出了其中施加电压或电流感测以确保ZCS操作的替代实施例。电路布置330可以采用使用电流传感器T27、T28感测有源整流器的分支中的电流I7、I8，或者可以采用感测有源单极开关VD7连同VT7以及VD8连同VT8上的电压。在各种实施例中，可以感测开关的有源部分(即，VT7或VT8上)上的电压。与先前实施例中的方式相同，前沿PWM锁存器D115和D116分别通过门D113和D114选择的PWM信号来设置。前沿锁存器D115、D116不是由新周期的延迟信号复位，而是由来自比较器A131、A132的信号复位，该比较器感测有源开关中电流的存在或有源开关上的电压降的存在。一旦电流达到零，或压降达到零，相应的前沿PWM锁存器D115或PWM锁存器D116就被复位，并且相应的开关VT7或VT8在没有电流的情况下被关断。延迟D131、D133和AND门D132、D134被应用以确保电路的正确操作。在本实施例中，ZCS操作所需的后沿PWM的独立最小脉冲是基于逻辑条件生成的，而在先前的实施例中是使用单掷D124生成的。通过设置锁存器D136或锁存器D138，由步进信号OSC开始最小脉冲。AND门D135、D137允许正好在出现前沿PWM信号时设置触发。锁存器D136和锁存器D138与后沿锁存器D115、D116同时被复位。独立于反馈信号强制初级转换器的操作的后沿PWM信号是在OR门D139的输出端创建的，并通过门D106输送到后沿控制系统。
图24示出了统一控制操作的时序图。为了说明的目的，误差放大器输出(EAO)被示为正好在周期开始之前改变的阶跃信号(时间线TL3、TL9、TL10)。类似地，为了说明的目的，对于最大占空比操作示出了包括斜坡(CS1@Dmax)的修改后的电流感测信号(时间线TL1、TL3)。下降斜坡(RAMP2，时间线TL2)的振幅被调节为满足CS1的预期最大斜率。次级电流感测(CS2，CS2@Dmax)是CS1与RAMP2之和(时间线TL3，TL10)，并且始终具有下降斜率。所有三个信号(CS1@Dmax、CS2@Dmax、EAO)都在同一个图上给出(时间线TL3)，以示出第一后沿PWM控制和第二前沿PWM控制的PWM跳闸点。如可以看出的，增加EAO信号造成第一PWM信号(PWM_A、PWM_B，时间线TL4、TL5)的占空比在周期3a中增加到最大占空比。当达到最大占空比并且EAO继续增加时，第二PWM控制开始使有源整流器控制信号(PWM_D、PWM_C，时间线TL6、TL7)的前沿移位，从而通过加入越来越宽的高压脉冲来增加输出电压(V2，时间线TL8)。在初级电流感测的各种系统中，CS信号可能在占空比结束时消失(时间线TL9)。然后，CS2信号可以具有阶梯形式(时间线TL10)，该形式可能导致有源整流器的不期望的启动。由于选通(gating)前沿PWM比较器的输出，有源整流器在占空比达到最大(至无脉冲点的箭头)之前不会启动。在时间线TL10上，可以看到CS2信号和EAO信号交叉，而PWM_C和PWM_D脉冲均未启动(周期1a、2a、3a)。在周期4a、5a、6a上有源整流器被激活(信号PWM_C和PWM_D)，然后在周期7a和8a脉冲再次消失。由于EAO信号在周期7a开始时低于CS1，因此通常不会生成PWM_A(或PWM_B)脉冲。值得注意的是，由于有源整流器中的开关之一在周期6a期间被激活(PWM_D)，因此在PWM_A输出端上生成短脉冲，以实现有源整流器的ZCS相。由于在周期7a中不存在有源整流器的激活，并且后沿比较器仍命令不开始脉冲，因此在周期8a中不出现PWM_B。值得注意的是，在这种情况下，方向信号DIR不改变。可以得出结论，平均输出电压与EAO信号无缝且成比例地增加。在从具有使能的有源整流器的周期过渡到具有禁用的有源整流器的周期期间，即使后沿PWM控制命令跳跃脉冲PWM_A或PWM_B，也在该脉冲输出上生成最小宽度的换向脉冲。
本公开不受本文描述的具体实施例的限制。事实上，根据前面的描述和附图，除了本文描述的那些之外，本公开的其它各种实施例和修改对于本领域普通技术人员而言将是清楚的。
因此，这些其它实施例和修改旨在落入本公开的范围内。此外，虽然已经对于特定目的在特定环境中的特定实现的上下文中描述了本公开，但本领域普通技术人员将认识到其有用性不限于此，并且本公开可以有益地出于任何目的在任何数量的环境中实现。特别地，借助于基本功能示意性描述的控制的所有实施例可以以计算机代码的形式或以数字硬件的形式来实现。因此，下面阐述的权利要求应该根据本文所述的本公开的完整宽度和精神来解释。

Claims (20)

1.一种提供直流DC焊接电力的装置，包括：
被设置为输出DC总线的部件；
直流-交流DC-AC电力转换器，所述DC-AC转换器被设置为接收DC总线并输出初级交流AC电压；
隔离变压器级，用于在装置的初级侧上从DC-AC电力转换器接收初级交流电压；
有源整流器电路，所述有源整流器电路被布置在装置的次级侧上并耦合到隔离变压器级；以及
控制器，耦合到有源整流器电路和DC-AC转换器，其中在有源整流器电路中发生零电流切换。
2.如权利要求1所述的装置，其中有源整流器电路包括：连接到隔离变压器级的第一次级绕组集合的无源整流器，以及连接到隔离变压器级的第二次级绕组集合的有源整流器，其中有源整流器和无源整流器将DC电压输送到装置的输出端。
3.如权利要求1所述的装置，还包括：
至少一个电流传感器，所述至少一个电流传感器用于直接测量输出电流；以及
至少一个附加传感器，所述至少一个附加传感器被配置为测量与隔离变压器级中的磁化通量相关的物理量。
4.如权利要求1所述的装置，其中控制器包括：
第一脉宽调制PWM系统，其中控制信号的后沿的位置被调制；以及
第二PWM系统，其中控制信号的前沿的位置被调制。
5.一种用于控制焊接电源的方法，包括：
使用初级转换器将直流DC总线电压转换为焊接电源的初级侧上的初级交流AC电压；
将初级AC电压转换为次级AC信号；以及
使用有源整流器电路对次级AC信号进行整流，以生成输出DC电流，
其中在有源整流器电路中发生零电流切换。
6.如权利要求5所述的方法，
其中使用用于控制初级转换器的后沿PWM控制系统来应用后沿脉宽调制PWM；并且
其中使用用于控制有源整流器电路的前沿PWM控制系统来应用前沿PWM。
7.如权利要求6所述的方法，
其中后沿PWM控制系统和前沿PWM控制系统通过控制以下中的一个来一起控制焊接电源的输出：输出电流、输出电压以及输出电流和输出电压的函数，并且
其中后沿PWM控制系统和前沿PWM控制系统由公共反馈信号来驱动。
8.如权利要求7所述的方法，
其中后沿PWM控制系统被布置为在反馈信号增加之后将占空比从零增加到预定义的最大占空比，并且
其中在后沿PMW信号达到预定义的最大占空比之后，在反馈信号的附加增加之后，前沿PWM控制系统将前沿的移位从等于后沿PWM信号的预定义的最大占空比的移位朝向零减小。
9.如权利要求6所述的方法，
其中在预定义的输出电流电平或预定义的电力电平被满足之后，在输出电流增加之后，发生前沿PWM信号的移位的增加，
其中前沿PWM信号的移位的增加提供对输出电压和输出电力中的一个的限制。
10.如权利要求6所述的方法，
其中后沿脉宽调制PWM包括生成以后沿PWM占空比为特征的一系列信号，其中后沿PWM占空比受以下中的至少一个的限制：焊接电源的切换设备中的电流、焊接电源的输出电流、焊接电力和磁通量，
其中当达到预定义的电平时，后沿PWM控制系统减小后沿PWM占空比，其中预定义的电平包括以下中的一个：焊接电源的切换设备中的电流的电平、焊接电源的输出电流的电平、焊接电力的电平和磁通量的水平。
11.如权利要求6所述的方法，
其中后沿PWM控制系统控制以下中的一个：通过控制输出电流所得的输出、输出电压以及输出电流和输出电压的函数，
并且其中前沿PWM控制系统不采用控制后沿PWM控制系统的反馈信号。
12.如权利要求11所述的方法，
其中后沿PWM控制系统生成以后沿PWM占空比为特征的一系列信号，而后沿PWM控制系统生成以前沿PWM信号的移位为特征的一系列信号，
其中在后沿PWM占空比的预定义水平以下，发生前沿PWM信号的移位的增加，从而导致后沿PWM占空比的增加，直到后沿PWM占空比等于预定义的水平或低于前沿PWM的移位，并且
其中在后沿PWM占空比的预定义的水平之上，前沿的移位减小到由输出电力或输出电压的限制所定义的值。
13.如权利要求6所述的方法，其中由前沿PWM控制系统生成的前沿PWM信号在由后沿PWM控制系统生成的后沿PWM信号不存在的情况下不开始。
14.如权利要求5所述的方法，其中，在焊接电源的关断期间，初级转换器在有源整流器电路的开关被关断之前不被关断。
15.如权利要求6所述的方法，
其中前沿PWM控制系统生成两个前沿PWM信号系列，
其中后沿PWM控制系统生成两个后沿PWM信号系列，其中第一系列的前沿PWM信号在相对于第一系列的后沿PWM信号的开始具有经调节的移位的情况下开始，并且在完成由该信号驱动的有源整流器开关的零电流关断ZCS时终止，并且
其中零电流关断在第二系列的后沿PWM信号的开始时开始。
16.如权利要求6所述的方法，
其中在存在前沿PWM信号的情况下，独立于其它条件生成具有最小预定义时间的多个后沿PWM信号，
其中前沿PWM信号在向初级转换器施加后沿PWM信号之后终止，
其中在由前沿PWM信号驱动的有源整流器电路的开关中生成零电流关断切换条件。
17.如权利要求15所述的方法，
其中在由前沿PWM信号驱动的开关中的零电流条件下发生前沿PWM信号的终止，
其中零电流条件由以下中的一个定义：电流感测、电压感测和时间延迟，其中时间是固定的或依赖电流的。
18.一种提供直流DC焊接电力的装置，包括：
被设置为输出DC总线的部件；
第一直流-交流DC-AC电力转换器，该第一DC-AC电力转换器被设置为接收DC总线并且输出初级AC电压；
第一隔离变压器级，用于从装置的初级侧上的第一DC-AC电力转换器接收初级交流电压；
第一整流器电路，被布置在装置的次级侧上并且耦合到第一隔离变压器级；
第二直流-交流DC-AC电力转换器，该第二DC-AC电力转换器被设置为接收DC总线并输出初级AC电压；
第二隔离变压器级，用于从装置的初级侧上的第二DC-AC电力转换器接收初级交流电压；
第二整流器电路，被布置在装置的次级侧上并且耦合到第二隔离变压器级；以及
PWM控制器，耦合到第一DC-AC电力转换器和第二DC-AC电力转换器，其中PWM控制器在给定时间期间仅激活第一DC-AC电力转换器或第二DC-AC电力转换器中的一个。
19.如权利要求18所述的装置，
其中PWM控制器包括用于应用脉宽调制PWM以控制第一DC-AC电力转换器和第二DC-AC电力转换器的电路系统，
其中PWM控制器的所述电路系统被布置为在反馈信号改变之后将第一DC-AC转换器的控制信号的占空比从零增加到预定义的最大占空比，并且
其中在达到第一DC-AC转换器的预定义的最大占空比之后，PWM控制器在反馈信号增加之后将第二DC-AC转换器的信号的占空比从零增加到第二预定义的最大占空比。
20.如权利要求18所述的装置，包括用于测量电流或输出电力的电路系统，
其中在跨过输出电流或输出电力的预定义的电平之后并且独立于反馈信号，与输出电流的增加成比例地发生第二DC-AC转换器的控制信号的占空比的减小，
其中第二DC-AC转换器的占空比的减小限制装置的输出电压或输出电力。
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