CN108336974B - 可调带内噪声消除环路电路 - Google Patents
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Abstract
本公开提供了一种可调带内噪声消除环路电路，用于直流耦合型神经记录斩波放大器，包括：高通跨导单元，其正、负输入端分别与积分器的正、负输出端相连，所述高通跨导单元的正、负输出端分别与第二级的跨导放大器Gm2的负、正输入端相连；其中，所述高通跨导单元的正、负输入端还分别连接斩波开关，并通过电容Chp分别与第一级跨导放大器Gm1的负、正输入端相连；所述高通跨导单元的正、负输出端还分别通过斩波开关，与第一级跨导放大器的正、负输出端相连，形成噪声消除环路，能抑制更大电极直流失调电压，同时其带内等效输入噪声更小。
Description
技术领域
本公开涉及生物医疗电子领域，如心电监测、脑电监测等信号采集电路，尤其涉及一种应用于直流耦合型神经记录斩波放大器的低功耗可调带内噪声消除环路。
背景技术
在心电、脑电等电生理信号监测电路中，电生理信号幅度在几十微伏到几毫伏之间，因此前端放大器要求的带内等效输入噪声要求在几微伏量级，从而保证信号不被噪声淹没。前端放大器放大倍数通常为100倍左右，以降低后续电路的等效输入噪声，其分为交流耦合型和直流耦合型。为了避免几十到几百毫伏的电极直流失调使得前端放大器饱和，并且保证能采集到0.1Hz到0.5Hz以上的信号，交流耦合型采用大电容隔直，直流耦合型在反馈环路中加入大时间常数积分器，从而抑制直流失调，并且保证前端放大器的高通截止频率在0.1Hz到0.5Hz之间。近十年，直流耦合型引入了斩波结构，相对交流耦合型，面积更小，功耗更小，带内噪声更小， CMRR更高，但是其反馈环路的积分器却增大了前端放大器的带内等效输入噪声。
2007年，Tim D等人使用常规的开关电容积分器，积分电容为100pF 或800pF，大电容降低了开关电容的KT/C采样混叠噪声，并且
最后得到在0.05Hz～100Hz之间等效输入噪声为0.95μV，功耗为2μW，但是该方案积分器占用面积大，并且前端放大器的放大倍数降低到20倍，需要输出缓冲放大器提供额外5倍增益。为了降低积分器的面积，QinwenFan等人在2011年使用了全差分Nagaraj开关电容积分器，使得积分电容降为15pF。该积分器中放大器的输入端和输出端加入了斩波开关结构，以降低输入管1/f噪声的影响，但是却引入了斩波开关的噪声电流直接输入到输入管的高阻栅极。同时电容的减小也增大了开关电容结构的KT/C采样混叠噪声。该前端放大器在反馈环路加入积分器后，在
的情况下，其0.5Hz～100Hz之间的等效输入噪声从0.7μV增大到6.7μV，功耗为2.1μW。
由于在RC积分器中不存在开关电容的采样混叠噪声，有研究提出了 MOS伪电阻结构和占空比电阻结构，从而在集成电路中实现GΩ以上的阻值。Jerald Y等人在2013年使用了关态的PMOS串联来实现积分电阻，阻值大于10TΩ。结合10pF的积分电容，该积分器的单位增益频率很低，增大Chp，
时，前端放大器能抑制300mV的电极直流失调，高通截止频率小于0.5Hz。该积分器的输出接了500pF的MOS电容，以降低积分器中放大器引入的带内噪声，其0.5Hz～100Hz之间的等效输入噪声为 0.91μV，功耗为2.5μW。然而伪电阻阻值受输出幅度、工艺和温度的影响很大，不能保证高通截止频率的精度。Hariprasad C等人使用了占空比电阻，通过调整积分电阻导通时间和时钟周期比值实现大电阻，实现了10GΩ以上的等效电阻，具有很好的线性度和精度，当
时，其高通截止频率小于0.5Hz，1Hz～200Hz之间的等效输入噪声为2μV，功耗为2μW。
对于具有ADC的整个前端结构，可以结合数字低通滤波器和DAC来实现电极的直流失调消除。Rikky Muller等人将ADC的输出通过数字低通滤波器，先用一个DAC对电极直流消除进行粗调，再将余量通过另一个 DAC细调，其300Hz内的等效输入噪声为4.3μV，功耗为5.04μW。Arezu Bagheri等人通过一个电流型DAC和斩波开关连接到第一级跨导输出进行电流型反馈，该方法受到输入管尾电流决定的最大输入差分电压的限制，其1Hz～1KHz之间的等效输入噪声为4.2μV，单通道功耗为19.1μW。
综上所述，在生理电信号检测领域中，目前大多数直流耦合型斩波放大器的带内等效输入噪声在2μV以上，且都是对直流失调消除环路中的积分器本身进行改进，方法受到限制。减小前端放大器的等效输入噪声有多种途径。可以增加功耗减小积分器或DAC的电压输出噪声；可以减小Chp 削弱积分器输出耦合到输入极的噪声，或者减小电流型DAC的参考电流削弱输出电流噪声，但却减小了前端放大器能消除的最大电极直流失调电压；可以通过增大电容减小KT/C采样混叠噪声和积分器中放大器的噪声，但却需要增大功耗保证带宽。可见，噪声、功耗、最大消除的电极直流失调电压相互折衷，限制了前端放大器在低噪声低功耗下抑制电极直流失调电压的能力。
鉴于以上背景，需要引入一种新结构，在不影响前端放大器其他性能的情况下，解决其加入直流失调消除环路后带内等效输入噪声增大的现象。
发明内容
(一)要解决的技术问题
本公开提供了一种可调带内噪声消除环路电路，以至少部分解决以上所提出的技术问题。
(二)技术方案
根据本公开的一个方面，提供了一种可调带内噪声消除环路电路，用于直流耦合型神经记录斩波放大器，包括：高通跨导单元，其正、负输入端分别与积分器的正、负输出端相连，所述高通跨导单元的正、负输出端分别与第二级的跨导放大器Gm2的负、正输入端相连；其中，所述高通跨导单元的正、负输入端还分别连接斩波开关，并通过电容Chp分别与第一级跨导放大器Gm1的负、正输入端相连；所述高通跨导单元的正、负输出端还分别通过斩波开关，与第一级跨导放大器的正、负输出端相连，形成噪声消除环路。
在本公开一些实施例中，所述高通跨导单元包括：PMOS共源共栅跨导单元，所述PMOS共源共栅跨导单元将输入交流电压转换成电流反馈到放大器；可调电流源单元，通过开关控制电流源大小改变跨导单元的跨导，调整噪声的消除幅度；可调亚阈值偏置电阻单元，通过开关控制电流镜偏压改变偏置阻值，调整噪声的消除带宽。
在本公开一些实施例中，所述PMOS共源共栅跨导单元连接到输入端，包括两对PMOS管，其中PM1和PM2管源极相连构成共源管；PM3和 PM4的源极分别连接到所述共源管的漏极构成共栅管。
在本公开一些实施例中，PM1和PM2的栅极通过电容C1与输入相连。
在本公开一些实施例中，PM1和PM2增大尺寸降低引入的1/f噪声， PM3和PM4用于提高跨导单元的输出阻抗，其栅极连接到偏置电压Vb1。
在本公开一些实施例中，可调电流源单元连接到PM1和PM2的源极，包括PMOS阵列和开关阵列，作为跨导单元的可调尾电流源。
在本公开一些实施例中，PMOS阵列包括并联的PMOS管MS1～MSn，其漏极连接到PM1和PM2的源极，源极连接到电源VDD，栅极连接两路开关，一路开关连接到电源VDD，另一路连接到偏置电压VB。
在本公开一些实施例中，可调亚阈值偏置电阻单元连接到PM1和PM2 的栅极，包括电流镜和开关NMOS阵列。
在本公开一些实施例中，可调亚阈值偏置电阻单元中包括电流镜Mr1、 Mr2及Mr3，所述电流镜Mr1、Mr2及Mr3的栅极相连，Mr1的栅极与漏极相连，电流源使得Mr1、Mr2及Mr3偏置在亚阈值区，Mr2和Mr3的漏极分别连接到PM1和PM2的栅极；开关NMOS阵列由NMOS管M1～Mn和开关构成，M1～Mn各自的栅极和漏极相连，分别通过开关并联到Mr1的栅极；电流镜Mr1、Mr2及Mr3、开关NMOS阵列M1～Mn的源极与参考源Vref相连。
在本公开一些实施例中，所述电源VDD为芯片电源电压，PMOS管 MS1～MSn连接的偏置电压VB、开关NMOS阵列M1～Mn连接的参考源Vref 及共栅管连接的偏置电压Vb1由偏置电路提供，保证尾电流源管、共源管及共栅管工作在饱和区。
(三)有益效果
从上述技术方案可以看出，本公开可调带内噪声消除环路电路，至少具有以下有益效果其中之一：
(1)采用了带内噪声消除环路后，在芯片面积适当增大，功耗少许增加的情况下，直流耦合型神经记录放大器能抑制更大电极直流失调电压，同时其带内等效输入噪声更小；
(2)采用了带内噪声消除环路后，在与其他研究具有相同的带内等效输入噪声的情况下，直流耦合型神经记录放大器能抑制更大电极直流失调电压，同时功耗更小。
附图说明
图1为本公开实施例加入带内噪声消除环路的直流耦合型神经记录斩波放大器的示意图。
图2为本公开实施例带内噪声消除环路的高通跨导单元电路示意图。
图3为本公开实施例加入带内噪声消除环路前后的等效输入噪声验证对比图。
具体实施方式
本公开提供了一种低功耗可调带内噪声消除环路电路，目的在于针对目前生物医疗电子领域中的直流耦合型神经记录斩波放大器，解决其加入直流失调消除环路后带内等效输入噪声增大的现象。
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，通过具体实施例结合附图对本公开的应用于直流耦合型神经记录放大器的低噪声可调带内噪声消除环路做进一步详细的描述。
本公开某些实施例于后方将参照所附附图做更全面性地描述，其中一些但并非全部的实施例将被示出。实际上，本公开的各种实施例可以许多不同形式实现，而不应被解释为限于此数所阐述的实施例；相对地，提供这些实施例使得本公开满足适用的法律要求。
在本公开的第一个示例性实施例中，提供了一种低功耗可调带内噪声消除环路电路。图1为本公开第一实施例低功耗可调带内噪声消除环路电路的结构示意图。如图1所示，在直流耦合型神经记录斩波放大器中，构造一个低功耗可调带内噪声消除环路电路，包括：高通跨导单元。其正、负输入端分别与积分器的正、负输出端相连，通过斩波开关，电容Chp分别与第一级跨导放大器Gm1的负、正输入端相连；所述高通跨导单元的正、负输出端通过斩波开关，分别与第一级跨导放大器的正、负输出端相连，从而形成噪声消除环路；所述高通跨导单元的正、负输出端还分别与第二级的跨导放大器Gm2的负、正输入端相连。
图1给出了加入带内噪声消除环路的直流耦合型神经记录斩波放大器，放大器的其他结构参考现有技术中使用的结构，增大Chp，使
在 1.2V的电源电压下，放大器最大能抑制200mV的电极直流失调电压。
图2为本公开实施例带内噪声消除环路的高通跨导单元电路示意图。如图2所示，所述高通跨导单元包括：PMOS共源共栅跨导单元，可调电流源单元和可调亚阈值偏置电阻单元。以下分别对本实施例高通跨导单元的各个组成部分进行详细描述。
所述PMOS共源共栅跨导单元连接到输入端，包括两对PMOS管，其中PM1和PM2管源极相连，构成共源管；PM3和PM4的源极分别连接到所述共源管的漏极构成共栅管。PM1和PM2的栅极通过电容C1与输入相连。PM1和PM2增大尺寸降低引入的1/f噪声，共栅管PM3和PM4提高跨导单元的输出阻抗。其栅极连接到偏置电压Vb1。
可调电流源单元连接到PM1和PM2的源极，包括PMOS阵列和开关阵列，其作为跨导单元的可调尾电流源。PMOS阵列包括MS1到MSn并联的 PMOS管，它们的漏极连接到PM1和PM2的源极，源极连接到电源VDD，栅极连接两路开关，一路开关连接到电源VDD，另一路连接到偏置电压 VB。所述可调电流源单元作为PMOS共源共栅跨导单元的尾电流源，开关控制尾电流的大小，改变跨导单元的跨导，从而调整噪声的消除幅度。
可调亚阈值偏置电阻单元连接到PM1和PM2的栅极，包括电流镜和开关NMOS阵列。电流镜Mr1，2，3栅极相连，Mr1的栅极与漏极相连，电流源使得Mr1，2，3偏置在亚阈值区，Mr2和Mr3的漏极分别连接到PM1和PM2 的栅极。开关NMOS阵列由NMOS管M1到Mn和开关构成，M1到Mn各自的栅极和漏极相连，分别通过开关并联到Mr1的栅极。Mr1，2，3、M1到Mn的源极与参考源Vref相连，开关控制电流镜的偏置电压，改变偏置阻值，从而调整噪声的消除带宽。
电源VDD为芯片电源电压，所述偏置电压VB、Vb1，Vref可由偏置电路提供，保证尾电流源管，共源管，共栅管工作在饱和区。
采用了本公开的带内噪声消除环路后，在芯片面积适当增大，功耗少许增加的情况下，直流耦合型神经记录放大器能抑制更大电极直流失调电压的同时，相比前面的研究，其带内等效输入噪声更小。
根据图2给出的噪声消除环路的高通跨导单元电路示意图，输入电容 C1选用50pF。可调亚阈值偏置电阻单元通过开关调节偏置电阻为60GΩ，与PMOS共源共栅跨导单元中共源极的栅极相连，共源极增大尺寸降低引入的1/f噪声，共栅管用于提高跨导单元的输出阻抗。由于
可调 PMOS电流源单元通过开关调节跨导单元的跨导为Gml的
左右，此时跨导单元的电流大约是Gm1偏置电流的
增加了少许功耗。
本公开首次在直流耦合型斩波放大器中引入可调带内噪声消除环路，目的在于增加少许功耗的情况下，减小反馈环路积分器对带内等效输入噪声的影响。通过软件验证斩波放大器的等效输入噪声，开关调节跨导单元的跨导到适当的值。图3给出了加入带内噪声消除环路前后的等效输入噪声验证对比图，可见在1Hz～1KHz内，前端放大器等效输入噪声具有明显的降低效果，其1Hz～200Hz之间的等效输入噪声为0.8μV，功耗为2.4μW。
至此，本公开第一实施例一种低功耗可调带内噪声消除环路电路介绍完毕。
至此，已经结合附图对本公开实施例进行了详细描述。需要说明的是，在附图或说明书正文中，未绘示或描述的实现方式，均为所属技术领域中普通技术人员所知的形式，并未进行详细说明。此外，上述对各元件和方法的定义并不仅限于实施例中提到的各种具体结构、形状或方式，本领域普通技术人员可对其进行简单地更改或替换。
还需要说明的是，实施例中提到的方向用语，例如“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”等，仅是参考附图的方向，并非用来限制本公开的保护范围。贯穿附图，相同的元素由相同或相近的附图标记来表示。在可能导致对本公开的理解造成混淆时，将省略常规结构或构造。
并且图中各部件的形状和尺寸不反映真实大小和比例，而仅示意本公开实施例的内容。另外，在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。
除非有所知名为相反之意，本说明书及所附权利要求中的数值参数是近似值，能够根据通过本公开的内容所得的所需特性改变。具体而言，所有使用于说明书及权利要求中表示组成的含量、反应条件等等的数字，应理解为在所有情况中是受到「约」的用语所修饰。一般情况下，其表达的含义是指包含由特定数量在一些实施例中±10％的变化、在一些实施例中±5％的变化、在一些实施例中±1％的变化、在一些实施例中±0.5％的变化。
再者，单词“包含”不排除存在未列在权利要求中的元件或步骤。位于元件之前的单词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。
说明书与权利要求中所使用的序数例如“第一”、“第二”、“第三”等的用词，以修饰相应的元件，其本身并不意味着该元件有任何的序数，也不代表某一元件与另一元件的顺序、或是制造方法上的顺序，该些序数的使用仅用来使具有某命名的一元件得以和另一具有相同命名的元件能做出清楚区分。
本领域那些技术人员可以理解，可以对实施例中的设备中的模块进行自适应性地改变并且把它们设置在与该实施例不同的一个或多个设备中。可以把实施例中的模块或单元或组件组合成一个模块或单元或组件，以及此外可以把它们分成多个子模块或子单元或子组件。除了这样的特征和/ 或过程或者单元中的至少一些是相互排斥之外，可以采用任何组合对本说明书(包括伴随的权利要求、摘要和附图)中公开的所有特征以及如此公开的任何方法或者设备的所有过程或单元进行组合。除非另外明确陈述，本说明书(包括伴随的权利要求、摘要和附图)中公开的每个特征可以由提供相同、等同或相似目的的替代特征来代替。并且，在列举了若干装置的单元权利要求中，这些装置中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。
类似地，应当理解，为了精简本公开并帮助理解各个公开方面中的一个或多个，在上面对本公开的示例性实施例的描述中，本公开的各个特征有时被一起分组到单个实施例、图、或者对其的描述中。然而，并不应将该公开的方法解释成反映如下意图：即所要求保护的本公开要求比在每个权利要求中所明确记载的特征更多的特征。更确切地说，如下面的权利要求书所反映的那样，公开方面在于少于前面公开的单个实施例的所有特征。因此，遵循具体实施方式的权利要求书由此明确地并入该具体实施方式，其中每个权利要求本身都作为本公开的单独实施例。
以上所述的具体实施例，对本公开的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本公开的具体实施例而已，并不用于限制本公开，凡在本公开的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种可调带内噪声消除环路电路，用于直流耦合型神经记录斩波放大器，包括：
高通跨导单元，其正、负输入端分别与积分器的正、负输出端相连，所述高通跨导单元的正、负输出端分别与第二级的跨导放大器Gm2的负、正输入端相连；
其中，所述高通跨导单元的正、负输入端还分别连接斩波开关，并通过电容Chp分别与第一级跨导放大器Gm1的负、正输入端相连；所述高通跨导单元的正、负输出端还分别通过斩波开关，与第一级跨导放大器的正、负输出端相连，形成噪声消除环路；
其中，所述高通跨导单元包括：
PMOS共源共栅跨导单元，所述PMOS共源共栅跨导单元将输入交流电压转换成电流反馈到放大器；
可调电流源单元，通过开关控制电流源大小改变跨导单元的跨导，调整噪声的消除幅度；
可调亚阈值偏置电阻单元，通过开关控制电流镜偏压改变偏置阻值，调整噪声的消除带宽。
2.根据权利要求1所述的可调带内噪声消除环路电路，其中，
所述PMOS共源共栅跨导单元连接到输入端，包括两对PMOS管，其中PM1和PM2管源极相连构成共源管；PM3和PM4的源极分别连接到所述共源管的漏极构成共栅管。
3.根据权利要求2所述的可调带内噪声消除环路电路，其中，PM1和PM2的栅极通过电容C1与输入相连。
4.根据权利要求2所述的可调带内噪声消除环路电路，其中，PM1和PM2增大尺寸以降低引入的1/f噪声，PM3和PM4提高跨导单元的输出阻抗，其栅极连接到偏置电压Vb1。
5.根据权利要求1所述的可调带内噪声消除环路电路，其中，
可调电流源单元连接到PM1和PM2的源极，包括PMOS阵列和开关阵列，作为跨导单元的可调尾电流源。
6.根据权利要求5所述的可调带内噪声消除环路电路，其中，PMOS阵列包括并联的PMOS管MS1～MSn，其漏极连接到PM1和PM2的源极，源极连接到电源VDD，栅极连接两路开关，一路开关连接到电源VDD，另一路连接到偏置电压VB。
7.根据权利要求6所述的可调带内噪声消除环路电路，其中，
可调亚阈值偏置电阻单元连接到PM1和PM2的栅极，包括电流镜和开关NMOS阵列。
8.根据权利要求7所述的可调带内噪声消除环路电路，其中，
可调亚阈值偏置电阻单元中包括电流镜Mr1、Mr2及Mr3，所述电流镜Mr1、Mr2及Mr3的栅极相连，Mr1的栅极与漏极相连，电流源使得Mr1、Mr2及Mr3偏置在亚阈值区，Mr2和Mr3的漏极分别连接到PM1和PM2的栅极；开关NMOS阵列由NMOS管M1～Mn和开关构成，M1～Mn各自的栅极和漏极相连，分别通过开关并联到Mr1的栅极；电流镜Mr1、Mr2及Mr3、开关NMOS阵列M1～Mn的源极与参考源Vref相连。
9.根据权利要求8所述的可调带内噪声消除环路电路，其中，
所述电源VDD为芯片电源电压，PMOS管MS1～MSn连接的偏置电压VB、开关NMOS阵列M1～Mn连接的参考源Vref及共栅管连接的偏置电压Vb1由偏置电路提供，保证尾电流源管、共源管及共栅管工作在饱和区。
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