CN1082750C - 无线电收发信机的自动调整 - Google Patents
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Abstract
在利用相位正交调制的收发信机的I和Q支路之间的幅值和相位误差通过改变在信号通路上元件的频率响应从而阻止标称频率信号从数字部分(10)经过环路部分(44)和接收支路(56-62)向RSSI指示器(22)传播进行校正。在正常情况下用于测量有用信号的同一个指示器(22)，此处仅测量不希望的信号分量。此后，这样确定幅值与/或相位校正信号，使得利用所确定的信号从指示器(22)所获得的测量结果达到其最小值。所得的校正信号被存储在存储器中，然后把系统的频率响应恢复到正常。
Description
本发明涉及无线电发送机，尤其涉及用于移动电话网络中的基站的发送机的调整。
本发明将结合GSM系统进行讨论，不过当然可以用于其它类型的可应用的无线电收发信机中。
在GSM系统中使用的高斯相位调制中，比特流被调制为信号的正弦分量I和余弦分量Q，这里，由f1表示其频率。比特流被这样传输，使其隔一比特在支路I中传送，隔一比特在支路Q中传送。I和Q信号之间的相位差是90°。如果进入一个支路的信号不改变，则在该特定支路中传输的信号的相位将不改变。当比特改变时，在所述特定支路中的信号的相位将移动180°。图1表示信号I和Q。
在IQ调制器中，信号I和Q被混频成传输频率的信号，IQ调制器的基本电路结构如图2所示。具有频率fLO的本地振荡器LO和调制器相连。
图3示出上混频的结果。曲线A说明理想的混频结果。在这个具体情况下，混频结果的频谱中的唯一的大的信号出现在频率fLO+f1处。在本地振荡器LO的频率fLO和在频率f1的镜像频率fLO-f1上可以看到低频信号。通过和某一其它的比特组合，可以使后者成为有效频率。由于元件的非线性，实际上频率响应要复杂得多，如图3中的曲线B所示。和理想结果A相比，结果B的有用信号被衰减，并加重了不希望的混频结果。下面将讨论图3中的曲线C和D。
图4是在GSM系统的基站中的收发信机单元的部分方块图，它对本发明而言是重要的。基带单元1包括数字部分10，它把数字信号D分成比特流DI和DQ，它们相应于信号I和Q。通过D/A转换器12和14，比特流被转换成模拟信号I和Q。转换器的输出信号被用低通滤波器(未示出)滤波，并通过可调放大器16和18被送到IQ调制器32。信号从IQ调制器32通过放大器40到达天线50。在多信道基站中，几个收发信机单元通过传输加法器(未示出)连接于公共的TX天线。
GSM系统的基站中的TRX单元的RX信号被天线52接收。在多信道基站中，天线52的后面具有接收多路耦合器(未示出)。信号进而通过放大器54、混频器56、带通滤波器60和放大器62到达基带单元1中的接收信号强度指示器(RSSI)22。以上假定RSSI指示器22包括A/D转换器。否则，在RSSI指示器22之前必须设置单独的A/D转换器。利用合适的结构，无线50和52也可以是同一个天线。接收混频器56被本地振荡器58控制。IQ调制器32又被发送振荡器34控制。
在本例中，IQ调制器直接混频成传输频率，但是，在本发明中，IQ调制器可以首先只混频成一个中间频率，从而在IQ调制器和天线50之间有一单独的中频级。
为了对TRX单元进行内部试验和调整，供给发送天线的信号被定向耦合器42采样，通过TRX环路混频器44把采样供给具有定向耦合器48的接收支路54-62，用于RSSI计算。在现有技术的收发信机设备中，结合图3所述的问题通过在制造期间调整设备使得不希望的信号分量部分成为最小来解决。幅值误差可以通过调整放大器16和18的增益进行校正，相位误差则可以例如通过调整图2所示的IQ调制器32的对称性来校正。这个调整行为需要时间。此外，所进行的调整行为不能克服元件值后来可能发生的漂移。
因而，本发明的目的在于自动地调整在权利要求1的前序部分披露的无线电收发信机的IQ调制器。通过独立权利要求1和12的特征部分披露的结构实现本发明的目的。本发明的最佳实施例出现在从属权利要求中。
本发明的基本思路是，通过改变在信号通路上求得的元件的频率响应，阻止具有标称频率的信号通过环路部分44和接收支路54-64从数字部分10向RSSI指示器22传播，此处的标称频率是fLo+f1。在通常情况下测量有用信号的同一个指示器22在这里只测量不需要的信号分量。此后，支路I和Q的幅值与/或相位差被改变，使得从RSSI指示器22获得的测量结果达到其最小值。获得的校正信号被存储在存储器中，此后，把系统的频率响应恢复到正常。
本发明的方法对无线电站中包含的设备只需要作少量的添加和改变。该方法也很灵活，即它可以在收发信机的许多子区域中实现。此外，该方法非常有效，即其中同时考虑了收发信机的所有元件和理想值之间的偏差。此外，该方法是经济的，即不是所有元件都需要调整，而是只对控制幅值的个别元件与/或控制相位的个别元件进行调整。
下面通过最佳实施例结合附图对本发明进行详细说明。其中：
图1表示频率为f1的信号I和Q，
图2表示混频器的基本电路结构，
图3说明两种不同的混频结果，
图4表示现有技术的基站部分，
图5表示具有本发明的调整部分的基站，
图6说明利用同一个调整元件校正信号I和Q之间的幅值和相位误差的方法，
图7说明校正信号I和Q之间幅值误差的方法，以及
图8至图10说明校正信号I和Q之间的相位误差的各种方法。
图5表示在图4所示的电路中增加由本发明提供的IQ调整部分20后的情况。在本发明中，在调整相位期间，通过阻止频率为fLO+f1的的标称频率的信号从IQ调制器32经环路混频器44和接收支路54-62向RSSI计算部分22传播实现上变频。用这种方式测量的信号在调整相位期间只包括不需要的频率。所测量的RSSI信号电平可被用于调整IQ支路，使得接收的信号(它只包括不希望的频率)可被减到最小。
在调整相位期间，可以至少通过以下方式来阻止向RSSI指示器22传播标称频率的信号：(a)改变IQ调制器32的本地振荡器的频率，(b)改变TRX环路混频器44的本地振荡器46的频率，(c)改变接收混频器56的本地振荡器58的频率，或(d)改变带通滤波器60的中间频率。显然，信号的标称频率分量实际上可以在调整相位的期间内，在任何按照本技术提供有可由控制信号调整的合适的元件之处被衰减。
图3中的曲线C说明当系统处于正常状态下，在从基带单元1经环路混频器44和接收支路54-62到RSSI指示器22的信号路径上的频率响应。曲线D表示在调整相位期间偏移的频率响应。
在调整相位期间，信号I和Q的幅值原理上应该被调整为相同，并应把相位差调整为尽量接近90°。因为IQ调制器并非理想的，也可以获得好的混频结果，使得某个幅值的相位误差补偿某个幅值的幅值误差。在本发明的方法中，自动地考虑了互相补偿的误差，因而只校正不能互相补偿的误差。
虽然在本发明的说明中，说明了对于两个支路I和Q的相位或幅值进行调整，但是，如果其中留有足够的调整裕度，显然可以只在一个支路中进行调整。
在图6的实施例中，调整部分20的数字校正信号K1、K2在A/D转换之前被加于数字数据D上。从调整部分20获得的数字校正信号K1-用加法器24加于比特流DI。支路Q以相应的方式用加法器26调整。根据数字部分的结构，加法器24和26可以是单独的器件或是由处理器实现的软件程序。当校正信号K1和K2的幅值和相位被选择得相近时，可以通过按照图6的使用相同校正装置的电路校正幅值误差和相位误差。
图7表示把从IQ调整部分20获得的信号K3、K4提供给放大器16、18作为控制信号的一种方法。放大器16、18的增益可利用外部控制例如电压、电流或数字控制进行调整。放大器16、18可以是单独的放大器，也可以被集成在D/A转换器12、14内。
图8说明通过修正由IQ调制器的本地振荡器获得的混频信号进行相位调制的方案。在一个支路中设置一种元件，例如电容二极管36，它可以通过外部控制被调整，其值可以通过控制电压K5调整。
图9和图10说明调整信号I和Q之间相位差的不同方法。在图9的方法中，通过对数字部分增加额外的数字延迟装置28进行校正相位误差，装置28根据数字控制信号K6的值延迟通过它的比特流。在图9的方案中，只有一个延迟装置，使用响应控制信号K7的开关30，按照需要，可以使延迟装置被设置在传送比特流DI或DQ的支路中。显然，类似的开关30的方案也可以用于信号I和Q在不同支路中传递的其它实施例中。延迟装置28可以是物理器件，例如移位寄存器，其中移位的级数可由外部数字控制信号K6控制。因为延迟单位应当相当地小于相应于一个数据位的时间，所以必须对延迟装置28提供具有合适频率的时钟信号。在数字部分的实现中，延迟装置和开关也可以是由处理器执行的软件程序，从而控制信号K6、K7是程序参数。
在图10的方案中，通过把电压控制的全通滤波器连接于支路I和Q中校正相位误差。全通滤波器以相同方式影响所有的频率。这样，它不影响频率响应。但全通滤波器可以影响信号的传播时间。在图9的实施例中，实际的调整发生在Q支路，其中设置有两个全通滤波器70、72，滤波器的控制信号被这样形成，使得当一个增加时，另一个减小。全通滤波器74被连于支路I，其延迟相应于支路Q中的滤波器的平均延迟。
在本发明中，发送机通过如下方式调整：
(i)阻止来自数字部分(10)的具有基本上为标称频率的信号经TRX环路部分(44)向RSSI指示器(22)传播，
(ii)调整影响支路I和Q的幅值与/相位的至少一个参数，使得由RSSI指示器(22)指示的信号强度达到最小。
(iii)在存储器中存储在步骤(ii)中改变的参数的新的值，
(iv)恢复在步骤(i)中改变的标称频率的信号从数字部分(10)经TRX环路部分(44)向RSSI指示器(22)的传播。
为了使幅值和相位误差最小，可以使用控制技术中许多已知的算法。最简单但也是最花时间的算法是“蛮力”(brute force)方法，其中用于控制调整元件的信号被简单地调整，直到由RSSI指示器指示的信号达到最小为止。另一种方法是，例如，测量调整结果的数N作为控制信号值；由这些值计算N次多项式，把接近调整结果的多项式作为控制信号；确定相应于这多项式的最小值的控制信号值；设置这些值，使其影响电路。
当信号I和Q的幅值与相位已被调整为最佳，即不希望的信号分量已被减到最小时，在存储器中存储控制信号值。存储器装置的实现取决于所用的调整装置的种类。当用具有D/A转换器的IQ调整部分20产生的模拟信号进行调整时，相应的数字数据被存储在存储无线电站的其它参数数据的同一存储器中。调整装置也可以包括其自己的存储器。这种装置包括，例如电机驱动的可调电阻和电容，电位计(EPOT)等。
从控制技术中已知许多方法能保证在上述用来确定控制信号值的步骤(ii)中求得总体最小的而不仅是局部最小的RSSI信号。
以上说明了调整部分20是如何和无线电收发信机相连的。当然调整部分也可以连接于无线电站的操作与维护部分(OM)(未示出)。OM至少在安装和维护时命令调整部分调整无线电收发信机，但是，例如，当话务密度低时，或当例如温度、气压与/或湿度条件改变时，最好也能随时调整。这时，当然，相应的指示器也必须和OM部分耦连。
显然，随着技术的发展，本领域技术人员可用许多不同的调整元件实现本发明的基本构思。因而，本发明及其实施例并不限于以上的例子，而在权利要求的范围内可以改变。
Claims (21)
1.一种用于校正在利用相位正交调制的无线电收发信机中的支路I和Q之间的相位和幅值误差的方法，所述收发信机包括数字部分(10)，数字/模拟转换器(12，14)，同相与正交调制器(32)，发射机/接收机环路混频器(44)，接收混频器(56)，带通滤波器(60)，以及接收信号强度指示器(22)，其特征在于，所述方法包括下列步骤：
(i)阻止具有基本的标称频率的信号从数字部分(10)经发射机/接收机环路部分(44)向接收信号强度指示器(22)传播，
(ii)通过调整影响支路I和Q的幅值与/或相位的至少一个参数调整无线电收发信机，使得由接收信号强度指示器(22)指示的信号强度基本上达到其最小值；
(iii)将在步(ii)中改变的参数的新值存储在存储器中；
(iv)恢复在步(i)中改变的标称频率信号从数字部分(10)通过发射机/接收机环路部分(44)向接收信号强度指示器(22)的传播。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在步(ii)中通过调整影响信号I和Q的幅值的至少一个控制信号以及影响信号I和Q的相位的至少一个控制信号来调整无线电收发信机。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在阻止标称频率信号传播的步(i)中，改变同相与正交调制器(32)的本地振荡器(34)的频率。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在阻止标称频率信号的传播的步(i)中，改变发射机/接收机环(40)的本地振荡器的频率。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在阻止标称频率信号的传播的步(i)中，改变接收混频器(56)的本地振荡器(46)的频率。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在阻止标称频率信号的传播的步(i)中，改变带通滤波器(60)的中心频率。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在调整无线电收发信机的步(ii)中，数字校正数据(K1，K2)被加到至少一个数字/模拟转换器(12，14)的数字输入信号上。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在调整无线电收发信机的步(ii)中，通过电压或电流控制的放大器(16，18)调整信号I和Q中至少一个的幅值。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在调整无线电收发信机的步(ii)中，调整同相与正交调制器(32)的本地振荡器(L0)的信号。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在调整无线电收发信机的步(ii)中，调整相应于信号I和Q的比特流(DI，DQ)中至少一个的定时。
11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在调整无线电收发信机的步(ii)中，调整在信号I和Q的路径上的至少一个全通滤波器(70-74)的传播延迟。
12.一种使用相位正交调制的可自动调整的无线电收发信机，所述收发信机包括数字部分(10)，数字/模拟转换器(12，14)，同相与正交调制器(32)，发射机/接收机环路混频器(44)，接收混频器(56)，带通滤波器(60)，以及接收信号强度指示器(22)，其特征在于，所述无线电收发信机还包括：
(i)同相与正交调整部分(20)，
(ii)响应同相与正交调整装置(20)的具有可调的频率响应的元件(34，46，56，60)，提供所述元件以便用于在调整相位期间阻止标称频率的信号从数字部分(10)通过发射机/接收机环路部分(44)向接收信号强度指示器(22)传播，
(iii)响应同相与正交调整部分(20)的可调元件(16，18，24，26，32，70-74)，提供所述元件以便用于调整影响支路I和Q的幅值与/或相位中的至少一个参数，使得在调整相位期间由接收信号强度指示器(22)指示的信号强度基本上达到其最小值。
13.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，具有可调的频率响应的元件(ii)是IQ调制器(34)的本地振荡器。
14.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，具有可调频率响应的元件(ii)是发射机/接收机环路(40)的本地振荡器。
15.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，其中具有可调频率响应的元件(ii)是接收混频器(56)的本地振荡器。
16.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，具有可调频率响应的元件(ii)是带通滤波器(60)。
17.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，可调元件(iii)是加于至少一个数字/模拟转换器(12，14)的数字输入信号的数字校正数据(K1，K2)。
18.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，可调元件(iii)是用于调整信号I或Q的幅值中至少一个的电压或电流控制的放大器(16，18)。
19.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，可调元件(iii)是同相与正交调制器(32)的本地振荡器(L0)。
20.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，可调元件(iii)是数字加法器，用于调整相应于信号I和Q的比特流(DI，DQ)中至少一个的定时。
21.如权利要求12所述的无线电收发信机，其特征在于，可调元件(iii)是在信号I和Q通路上的全通滤波器(70-74)。
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