CN108258951B - 永磁无刷直流电机全速域准恒定电流回馈制动方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁无刷直流电机全速域准恒定电流回馈制动方法，对于以全桥结构逆变器驱动的三相星形连接无刷直流电机，首先根据其绕组的电感、电阻、反电势设置参考电流，使得电机绕组的制动电流保持在参考电流附近；然后计算电机转速，并判断第三相反电势的正负；其次，根据电机转速、绕组的电感、绕组的电阻和脉宽调制周期，结合第三相反电势的正负，计算临界电流；接着，根据临界电流判断电机绕组电流状态所对应的函数；最后，令电机绕组电流状态所对应的函数等于参考电流，计算占空比，根据占空比控制逆变器的下桥臂开关状态。本发明降低了系统的成本，能够使回馈电流始终保持系统设定值附近，实现了准恒定电流回馈控制。

Description

永磁无刷直流电机全速域准恒定电流回馈制动方法

技术领域

本发明涉及电机回馈制动方法，尤其涉及一种永磁无刷直流电机全速域准恒定电流回馈制动方法。

背景技术

在很多的实际应用场合，对不同的电动工具的制动性能有不同的要求。电动扳手，螺丝刀等多种工具在拆卸器件时，如若没有设计良好的制动策略，在零件已经不再固定后电机持续旋转，将会使得所拆卸器件存在坠落的危险；往复锯、冲击钻等工具在离开操作面后也需要快速制动，防止对操作人员产生威胁。

为了实现系统的简单和小型化，希望能尽量减少机械制动组件，可以通过设计永磁无刷直流的控制策略来实现制动。永磁无刷直流电机可以通过电磁方式进行制动。电磁制动的实质就是控制电枢电流，使其产生与电机转子旋转方向相反的电磁转矩，来实现制动。

电动工具所用电机转速较高，常达数万转，需要在较短的时间内迅速减速，这对制动策略提出了很高的要求。而且电动工具中的齿轮箱、刀头、锯齿等机械部件与无刷直流电机相比，其转动惯量很大，这将进一步增加了系统制动策略的设计难度。

目前使用较多的电磁制动策略主要有能耗制动、反接制动和回馈制动等。

其中，回馈制动是可以通过逆变器的控制使电机从电动状态进入发电状态，使电机绕组的储能和作动部件的机械能回馈给母线输入侧。这一特点能提高系统的能量利用率，十分适合使用锂电池的便携式手持电动工具。同时，采用回馈制动不需要增添附件的功率器件，仅改变原有的逆变器的控制策略即可实现。所以综合考虑下，将采用回馈制动作为主要的制动策略来进行分析和使用。

回馈制动是通过一定的电子开关线路使电机由电动状态进入发电状态，此时电磁转矩起制动作用，电机所发出的电能回馈到电源。回馈制动通过控制器即可对回馈电流进行有效控制，而无需通过改变系统硬件结构来实现，这种控制方式可以使制动效果与能量回馈效果达到综合最佳。因此，从系统可靠性，制动性能以及节能上综合考虑，回馈制动是一种较理想的电气制动方式。

电机工作于能量回馈模式下的制动方式称为回馈制动。在制动过程中，控制驱动器使电流方向与正向运行时相反，便会产生制动性质的转矩。当产生的电压高于蓄电池电压时，可以将电流回馈至蓄电池，达到能量回馈的目的。

对于系统的回馈制动策略设计，需要考虑不多个方面。整个制动过程在实现快速制动的目标之外，还需要保证系统器件的安全和可靠。在实际运用中，必须考虑如下方面：

1.制动转矩。制动过程力求迅速平稳，不宜有过大的抖动。在实现制动后应不在产生电磁转矩，防止电机反转。其制动转矩也应满足操作者使用过程中的舒适性，防止迅速制动带来的反向作用力对使用者的产生不适或危害。

2.回馈电流。回馈的电流大小将影响制动转矩，通常希望其数值较大。但是过大的回馈电流会损坏无刷直流电机的驱动器和输入侧的锂电池及周边电路。所以所设计的制动控制策略需要将回馈电流控制在一个合适的范围内。

3.回馈能量。制动时转移的能量与制动速度和制动时间有关。制动的速度取决于制动转矩和回馈电流。在回馈制动的过程中，如果将绕组的电磁储能和作动器件的机械能都转移至输入侧，可能会引起锂电池短时间内过充或系统储能电容的电压抬升。这将损害锂电池，甚至会在短时间内产生较大的电压，破坏整个控制系统。故需要综合考虑各器件，对回馈制动过程的持续时间进行设计。

在电动工具应用场合下的无刷直流电机系统常根据采样电阻上的电压来获得母线的电流状态。正常运行时和回馈制动时母线电流的方向相反，故在制动期间采样电阻上获得的采样值将为负值，较难直接从ADC引脚读数，而需要增加反向器并额外占用系统资源。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及到的缺陷，提供一种永磁无刷直流电机全速域准恒定电流回馈制动方法。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种永磁无刷直流电机全速域准恒定电流回馈制动方法，包含以下具体步骤：

步骤1)，对于以全桥结构逆变器驱动的三相星形连接无刷直流电机，根据其绕组的电感、电阻、反电势设置参考电流I_ref，使得电机绕组的制动电流保持在参考电流附近；

步骤2)，检测电机转子的旋转位置，计算电机转速n；

步骤3)，根据电机转子旋转角度θ所处的扇区，判断第三相反电势的正负：

若θ处于0°-30°、90°-150°、210°-270°、330°-360°区间，判断第三相反电势为正值；

若θ处于30°-90°、150°-210°、270°-330°区间，判断第三相反电势为负值；

步骤4)，根据电机转速n、电机绕组的电感L、电机绕组的电阻R和电机的脉宽调制周期Ts，结合第三相反电势的正负，计算临界电流：

若第三相反电势为负，联立等式

和等式

求得临界电流值I_cc；

若第三相反电势为正，联立等式

和等式

求得临界电流值I_cc；

式中，I_cc为临界电流值，E为电机中导通相绕组的反电势，e_c为第三相相绕组的反电势，d为调制占空比，U_dc为电机的母线电压，L为电机绕组电感，R为电机绕组的电阻，T_s为脉宽调制周期，

为电机电磁时间常数；

步骤5)，结合第三相反电势的正负、将参考电流I_ref与所述临界电流比较，判断电机绕组电流状态所对应的函数F_Ⅰ、F_Ⅱ、F_Ⅲ、F_Ⅳ：

若第三相反电势为负且I_cc<I_ref，得函数F_Ⅰ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅰ：

若第三相反电势为负且I_cc>I_ref，得函数F_Ⅱ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅱ：

若第三相反电势为正且I_cc<I_ref，得函数F_Ⅲ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅲ：

若第三相反电势为正且I_cc>I_ref，得函数F_Ⅳ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅳ：

步骤6)，令电机绕组电流状态所对应的函数等于I_ref、计算占空比d；

步骤7)，根据脉宽调制所需的占空比d控制逆变器的下桥臂开关状态。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

1.简化了系统的设计，降低了系统的成本；

2.能够使回馈电流始终保持系统设定值附近，实现准恒定电流回馈控制。

附图说明

图1为本发明的回馈制动导通逻辑示意图；

图2(a)、(b)分别为本发明中第三相电压为正时续流状态、充电状态的等效电路图；

图3(a)、(b)分别为本发明中绕组电流连续、绕组电流断续时电枢绕组电流状态的示意图；

图4(a)、(b)分别为本发明中第三相电压为负时续流状态、充电状态的等效电路图；

图5为本发明的回馈制动流程示意图；

图6(a)、(b)、(c)、(d)分别为本发明中15000rpm、10000rpm、5000rpm、2000rpm时准恒电流回馈制动绕组电流波形的示意图；

图7为本发明中准恒电流回馈制动的示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。

如图5所示，本发明公开了一种永磁无刷直流电机全速域准恒定电流回馈制动方法，具体包括以下步骤：

步骤一：以全桥逆变器驱动的采用星形连接的三相无刷直流电机为研究对象，将电机绕组电感、电阻、反电势等参数录入电机控制软件。这些参数可以通过电机制造厂商提供的数据手册获得，也可以在实验室经测试获得。根据电机参数和实际应用需要，设计安全可靠的参考电流I_ref，使电机绕组的制动电流始终保持在参考电流附近。

步骤二：判断电机转子旋转位置，推算电机的旋转转速n，可以通过事先在电机中设置位置传感器，根据位置传感器所获得的信号来判断电机位置。

步骤三：根据电机转子旋转位置扇区，判断第三相相反电势的正负，并依此根据相应的函数来计算电流临界值。

常规的永磁无刷直流电机在设计时，其额定转速下电枢绕组的相反电势小于母线电压的二分之一。若要使电流持续从电压较低的相绕组流向电压较高的母线，需要借助电枢绕组等效电感的电压来实现。控制系统通过控制开关管的开通与关断来控制绕组电流，以实现能量回馈。

根据采用的脉宽调制方式的不同，回馈制动又可分为全桥制动和半桥制动两种策略。采用半桥调制回馈制动策略，只需要对三相绕组的各相下桥臂功率管进行调制即可；采用全桥调制回馈策略，需要同时对三相绕组的上下桥臂功率管进行调制。

与全桥调制相比，半桥调制控制方式较为简单，单位时间内开关管的开关次数少，损耗小。而且采用半桥调制制动策略，上桥臂的功率管始终保持关断状态，电枢绕组的电流仅能通过上桥臂的体二极管回馈至逆变器输入侧的母线。可以避免能量从输入侧流入电机，避免了电机制动后再次反转的情形。

采用半桥调制策略，其开关管与电机反电势的对应如图1所示。对绕组相反电势最大的那一相的下桥臂进行调制，开关管的调制状态与电机位置的对应关系如下表所示。

HALL状态	101	100	110	010	011	001
							对应功率管	Q6	Q4	Q4	Q2	Q2	Q6

当电机在所处位置对应的开关管导通时，绕组两端电压方将使绕组电流增加，相电感储存能量，为绕组续流状态；当功率管关断时，输出侧的续流回路被切断，绕组电流将通过功率管的体二极管进行续流，而这阶段在回馈制动中被称为回馈状态或者充电状态。

分扇区采用半桥调制的回馈制动策略，按照三相绕组反电势的幅值关系，可以将一个电周期可以分为十二个小区间。即将上表的每个区间根据第三相的反电势正负细分为两个区间。以波形0～1/3区间为例，A相的反电势为平顶值E；B相的反电势与A相幅值相同，方向相反，为-E。第三相C在0～1/6区间，其反电势满足：E>e_c>0；在1/6～2/6区间，其反电势满足：0>e_c>E。通过此方法，同样可以对剩余的扇区进行细分。

步骤四：根据电机转速n、电机和控制器参数，结合第三相反电势的正负计算临界电流I_cc(电流值与电机转速有关，会随转速变化而变化)。

1第三相相反电势为正时

在此例子中，即为图1所示的(0～1/6)区间。在此区间对应的调制管为A相下桥臂的功率管，也就是Q6。当Q6开通时，由于AB两相反电势的作用，系统中将会产生一续流回路：A相绕组→Q6→GND→Q2→B相绕组→中性点n。由于电机的三相绕组参数相同，故其在续流时，电机中性点的电压U_n＝0，C相端电压U_c＝U_n+e_c＝e_c<E。故C相两桥臂的体二极管皆处于截止状态，C相没有电流通过。在此十二分之一电周期内的续流过程只有AB两相绕组参与。

根据电机的电压方程，有：

化简得：

其中，i_a、i_b、i_c为三相电枢绕组中的相电流；u_c为C相电枢绕组相电压；e_a、e_b、e_c为各相反电势；U_n为中性点电压；r为各相绕组电阻；L_σ为定子电枢绕组等效自感。

根据(3)分析可得：续流期间电枢绕组的反电势与绕组折合电感上的压降、电阻压降相抵消。其中，电阻上的压降为续流电流流经其绕组的电阻而产生的；电感上的压降与电流的变化率有关。

设刚进入续流状态时，绕组的电磁时间常数τ＝L/r，绕组电流初始值i_s＝i_s0。则在续流期间，其电流可以列写为：

当A相下桥臂功率管关闭时，由于电枢绕组的电感效应，其电流无法突变，将以原方向进行流动。而由于A相下桥臂已经无法通过此方向的电流，故此电流将流经A相上桥臂的体二极管回馈至母线侧。绕组内的电流流向仍与电动状态下相反，故产生的电磁力矩仍为制动力矩。与续流状态不同的是，此时的电流将从电机流向母线，实现了能量的回馈。利用此方法可以将电感存储的电磁能和电机的机械能传递至输入侧，转化为锂电池的能量，故称之为充电状态。

充电状态下，电枢绕组电流会持续下降。根据绕组电流能否始终保持连续，又可分为电流连续情况和电流断续情况。

如若电枢绕组电流始终连续，则A相上桥臂和B相下桥臂的体二极管可以通过回馈电流，不存在截止导通状态。对其列写电机的电压方程，并将AB相相叠加得：

图2(a)、(b)分别为第三相电压为正时续流状态、充电状态的等效电路图；图3(a)、(b)分别为绕组电流连续、绕组电流断续时电枢绕组电流状态的示意图。

初始状态下，C相电枢绕组没有电流，AB两相电流相反。故得U_n＝0.5Udc，U_c＝U_n+e_c。由于C相反电动势一定小于一半的母线电压，所以C相上下桥臂的二极管均不会导通。经此分析可得AB两相电流始终保持幅值相等方向相反。

将i_a＝-i_b＝-i_s，e_a＝-e_b＝E代入电压方程并整理可得：

假设续流状态结束时的绕组电流值为I_s1，则在此充电状态的电流为：

对于进入稳态时，当充电状态结束，绕组的电流应下降至与起始位置相同幅值。即当t₂＝T_s时，i_s2＝i_s0。根据式(4)和式(7)可以得到绕组电流在此两区间内的变化关系。对其进行积分计算出电机绕组的平均电流：

在充电状态下，电枢绕组电流持续下降。若下降斜率较大，持续时间较长，会使得其电流下降至零。由于在充电状态电流流经两二极管，而二极管的导通具有单向性，通过其的电流方向无法反向。如若电流下降至零，二极管将会截止导通，能量无法回馈至母线。在此情形下，无法按照电流连续的模式进行分析。

为判断绕组电流是否会在制动过程中处于断续状态，可以先假设绕组电流在续流阶段从零上升，即i_s(t₀)＝0。经过t_on＝dT_s后系统进入充电状态，绕组电流下降，并在t＝t_x时刻下降至零。可通过等式(7)解得t_x，并判断其与脉宽调制周期T_s的关系。若t_x<T_s，则绕组电流存在断续状态；若t_x≥T_s，则绕组电流始终保持连续。

当绕组电流断续时，因各绕组相反电势在额定转速及以下都不会超过一半的母线电压，所有开关管及体二极管均处于截止状态。在这样的情况下，三相绕组均没有电流的存在，故同样也没有电磁力矩产生制动效果。

故经过此分析，可以发现电机在一段时间内时处于自由转动状态，没有电磁力矩，这将不利于我们对电机进行制动控制。故通常情况下我们都设计合适的占空比，令绕组电流可以在回馈制动阶段始终保持连续。但是某些电机设计时，其绕组电感较小，相同的电压下绕组电流的变化率比较大。即使续流阶段持续时间较短，其绕组的电流也能迅速增长至限幅值。如果仍要选择满足绕组电流始终连续的占空比，会使绕组电流的峰值超过保护限制，将有可能损坏器件。在这种情况下，只能减小占空比，允许电机绕组电流存在断续情况。

与电流连续状态相似，可以计算出稳态时电机绕组的平均电流：

2第三相相反电势为负时

在此例子中，即为图1所示的(1/6～2/6)区间。分析过程与上节类似，首先分析续流状态，之后分析充电状态。

在绕组处于续流状态期间，A相下桥臂开关管开通。假设初始状态下，C相电枢绕组没有电流，AB两相电流相反。将AB两相所列写的电压方程叠加：

化简可得：U_n＝0。由于C相反电动势小于零，而U_c＝U_n+e_c，故C相下桥臂的体二极管会导通。所以C相端电压并不等于该相的反电动势，而是因被二极管钳位，等于零。图4(a)为第三相电压为负时续流状态的等效电路图。

对电机重新列写三相电压方程，并根据i_a+i_b+i_c＝0，e_a＝-e_b＝E，可以求得：U_n＝-e_c/3。三相绕组中的电流分别计算得：

当续流状态结束，关断A相下桥臂的开关管Q6时，进入充电状态。而电枢绕组电流不能突变，将以原方向进行流动。而由于A相下桥臂已经无法通过此方向的电流，故此电流将流经A相上桥臂的体二极管回馈至母线侧。而B和C相的电流都将流经各自相的下桥臂体二极管进行续流。图4(b)为第三相电压为负时充电状态的等效电路图。

对三相绕组列写电压方程，并将U_a＝U_dc，U_b＝U_c＝0代入得，并化简可得：U_n＝U_dc/3-e_c/3。

三相绕组中的电流分别计算得：

由于绕组内的电流流向仍保持不变，故产生的电磁力矩仍为制动力矩。与C相反电势为正值时的情况相似，此时将有电流将从电机侧流向母线，实现了能量的回馈。

同样在第三相反电势为负时，电枢绕组也存在电流连续或断续两种情形。

在绕组电流始终连续的情形下，充电状态结束时，绕组的电流幅值将下降至与起始位置相同。即当t₂＝T_s时，i_s(t₂)＝i_s(t₀)。根据式(11)和式(12)，对绕组电流在此两区间内进行积分，可以计算出电机绕组的平均电流：

C相反电势e_c与电机旋转角度有关，幅值在0～E之间递增。因实际运行时较难检测到准确的电机旋转角度，故用此区间内的平均值替代e_c，即令e_c＝0.5E。

与上一节不同，此区间共有三相绕组参与充电状态，需要分析判断哪相将最快下降至零。当系统刚由续流状态切换至充电状态时，根据式(11)，知B相电流在t₁时刻幅值大于C相。根据式(12)，C相电流的下降率大于B相电流，而A相在B和C相都下降至零后才可能为零。故三相绕组中，C相电流将最容易下降至零。

将i_c(t_x)＝i_c(t₀)＝0代入式(11)和式(12)，若t_x小于T_s，即会进入断续模式状态。当C相电流下降至零后，由于二极管的单向导通特性，其电流无法反向。由于C相绕组反电动势始终小于一半的母线电压，故其上桥臂的二极管也无法导通。C相两桥臂的体二极管均处于截止状态，C相绕组电流保持为零。

将t_x代入式(12)，即可得C相电流下降至零后A、B两相的电流值。之后的状态分析与C相反电势为正的情况下充电阶段的情形相同，AB两相的电流变化可依据式(7)计算，初始值即为t_x时刻的电流值。剩余两相电流是否会存在断续问题的分析也与上一节分析相同。最后可整理得到三相绕组的平均电流：

步骤五：结合第三相反电势的正负、将参考电流I_ref与临界电流比较，判断电机绕组电流状态所对应的函数：

若第三相反电势为负且I_cc<I_ref，得函数F_Ⅰ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅰ：

若第三相反电势为负且I_cc>I_ref，得函数F_Ⅱ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅱ：

若第三相反电势为正且I_cc<I_ref，得函数F_Ⅲ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅲ：

若第三相反电势为正且I_cc>I_ref，得函数F_Ⅳ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅳ：

步骤六：根据电机绕组电流状态所对应函数，计算出脉宽调制所需的占空比值。

步骤七：根据脉宽调制所需的占空比值控制逆变器的下桥臂开关状态。

图6(a)、(b)、(c)、(d)分别为本发明中15000rpm、10000rpm、5000rpm、2000rpm时准恒电流回馈制动绕组电流波形的示意图。为了使电机制动过程安全且迅速，令制动电流幅值等于电机额定工作电流幅值(I_br＝20A)。根据上一节的分析计算所需占空比，并在不同转速下控制仿真，仿真波形如图6所示。通过仿真，可以判断此方法在对应样机上已经能使调制相的电流可控。除换相期间，绕组电流始终保持在制动电流附近。而不同转速下，三相绕组电流均处于安全范围内，不会损坏电机或其他器件。

图7为本发明中准恒电流回馈制动的示意图。观察仿真波形，可以发现制动过程只使用了0.5s，且绕组相电流的下侧峰值始终保持在设定的制动电流附近。整个过程中系统制动转矩虽然存在波动，但整体较为稳定，表现良好。准恒电流回馈制动方式在不增加电流传感器的情况下，能将绕组电流稳定在所需的范围内，并获得了更快速、更可靠的制动效果。

本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种永磁无刷直流电机全速域准恒定电流回馈制动方法，其特征在于，包含以下具体步骤：

步骤1)，对于以全桥结构逆变器驱动的三相星形连接无刷直流电机，根据其绕组的电感、电阻、反电势设置参考电流I_ref，使得电机绕组的制动电流保持在参考电流附近；

步骤2)，检测电机转子的旋转位置，计算电机转速n；

步骤3)，根据电机转子旋转角度θ所处的扇区，判断第三相反电势的正负：

若θ处于0°-30°、90°-150°、210°-270°、330°-360°区间，判断第三相反电势为正值；

若θ处于30°-90°、150°-210°、270°-330°区间，判断第三相反电势为负值；

步骤4)，根据电机转速n、电机绕组的电感L、电机绕组的电阻R和电机的脉宽调制周期Ts，结合第三相反电势的正负，计算临界电流：

若第三相反电势为负，联立等式

和等式

求得临界电流值I_cc；

若第三相反电势为正，联立等式

和等式

求得临界电流值I_cc；

式中，I_cc为临界电流值，E为电机中导通相绕组的反电势，e_c为第三相相绕组的反电势，d为调制占空比，U_dc为电机的母线电压，L为电机绕组电感，R为电机绕组的电阻，T_s为脉宽调制周期，

为电机电磁时间常数；

步骤5)，结合第三相反电势的正负、将参考电流I_ref与所述临界电流比较，判断电机绕组电流状态所对应的函数F_Ⅰ、F_Ⅱ、F_Ⅲ、F_Ⅳ：

若第三相反电势为负且I_cc<I_ref，得函数F_Ⅰ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅰ：

若第三相反电势为负且I_cc>I_ref，得函数F_Ⅱ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅱ：

若第三相反电势为正且I_cc<I_ref，得函数F_Ⅲ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅲ：

若第三相反电势为正且I_cc>I_ref，得函数F_Ⅳ(d)＝I_ref，电机绕组电流状态对应的函数为F_Ⅳ：

步骤6)，令电机绕组电流状态所对应的函数等于I_ref，计算占空比d；

步骤7)，根据脉宽调制所需的占空比d控制逆变器的下桥臂开关状态。

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