CN108242932A - 正交频分多工接收器及其电子设备 - Google Patents

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CN108242932A CN201611256792.4A CN201611256792A CN108242932A CN 108242932 A CN108242932 A CN 108242932A CN 201611256792 A CN201611256792 A CN 201611256792A CN 108242932 A CN108242932 A CN 108242932A
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王昶仁
林敬衒
许仁源
谢东融
吴秋萍
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Abstract

正交频分多工接收器及其电子设备，具有低解析度模拟数字转换器的OFDM接收器及其电子设备。在一实施例中，OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)接收器可包括但不限于模拟数字转换模块、误差补偿及估计模块及信号估计模块。模拟数字转换模块以模拟格式接收信道的传输信号并将传输信号转换为数字格式以产生量化传输信号。误差补偿及估计模块耦接模拟数字转换模块且接收量化传输信号及反馈信号以依据涡轮迭代(Turbo Iterative)更新技术产生估计误差信号，其中反馈信号为第一次估计时域传输信号。信号估计模块耦接误差补偿及估计模块，其接收估计误差信号及信道衰减系数以产生估计传输信号。

Description

正交频分多工接收器及其电子设备
技术领域
本公开内容涉及一种具有低解析度模拟数字转换器(ADC)的正交频分多工(OFDM)接收器及其电子设备。
背景技术
随着通信技术逐渐向毫微米波(mmWave)技术的方向发展，波束成型及多重输入多重输出(Multiple-input Multiple-output，MIMO)技术将被导入5G通信系统中以因应预期中的更多量的移动装置以及数据传输量的爆炸性成长。为了解决MIMO系统中频率选择性衰减的问题，研究人员尝试使用OFDM技术。同时，升级为5G技术将会使带宽增加、天线操作频率增加、天线的数量增加等等。带宽的增加会使得采样频率增加。
尽管天线会在无线电频率(RF)或毫微米波频率传输或接收信号，信号还是须要被转换为数字信号以供现代数字通信系统使用。为了在模拟及数字的领域之间作转换，模拟数字转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)被使用来将模拟信号格式转换为数字信号格式。同样地，数字模拟转换器(Digital-to-Analog Converter，DAC)被使用来将数字信号格式转换为模拟信号格式。
在高采样频率下设计ADC或DAC相当具有挑战性。此外，由于MIMO技术需要大量的天线，且通常一组天线须搭配一组ADC或DAC，因此ADC/DAC的使用数量也会随着天线的增加而增加。然而，当未来5G通信系统运行时，ADC或DAC数量的增加会造成一些问题。举例来说，为了减缓量化误差对接收器带来的影响，可使用高解析度模拟数字转换器(HighResolution ADC，HADC)。如果在5G通信系统中结合预期的高传输带宽使用大量的HADC，HADC的采样频率会相当的高。这代表着HADC的功耗会很高，也因此移动电话内的电池会更快地耗尽。此外，HADC数量的增加代表着通信装置的成本会变得非常高。由于HADC须依照MIMO天线的数量按比例增加，故接收器的整体成本都会提高。
图1A是绘示各式商用ADC的吞吐量对功耗的线型图。由图1A可推得当位数相同时，增加的功耗几乎与增加的采样频率成正比。图1B是绘示各式商用ADC的解析度对功耗的线型图。由图1B可推得当采样速率相同时，HADC的成本随着采样频率而增加。此外，在传统的通信系统中，由于ADC可能是不利的噪声指数(Noise Figure，NF)的来源，故ADC的解析度是影响整体系统效能的重要因子。图1C是绘示高解析度信道与低解析度信道之间的误比特率对信号噪声比(Signal to Noise Ratio，SNR)的图示。图1C显示了ADC可能造成量化误差(Quantization Error)的来源。
在可预见的将来，5G通信系统会须要处理非常大的带宽，也因此ADC的采样率会特别的高。当采样频率变高时，ADC的功率也会变高。为了补偿毫微米波通信系统的传输路径损耗，使用大量的天线阵列会导致大量的ADC需求。然而，现有的技术几乎不可能设计出同时具有高解析度及高采样频率的ADC硬件。就算设计是可行的，设计出的ADC也会具有高昂的成本。
图1D是绘示假想的ADC的SNR预算图。一般来说，RF/mmWave接收器中的ADC须达到特定的SNR预算以供整体通信系统达到合理的系统效能。尽管可以使用HADC达到合理的系统效能，但由于天线数量的增加而带来的整体成本及功耗会使增加HDAC变得不可行。目前几乎没有任何方法能使用低解析度ADC达到与HADC相同的系统效能。
发明内容
本公开内容提供一种具有低解析度模拟数字转换器的正交频分多工接收器及其电子设备。
本公开内容的一实施例提出了一种OFDM接收器，所述OFDM接收器包括但不限于：模拟数字转换模块(或称模拟数字转换器、ADC)、误差补偿及估计模块以及信号估计模块。模拟数字转换模块以模拟格式接收信道的传输信号并将传输信号数字化为数字格式，藉以产生量化传输信号。误差补偿及估计模块耦接于模拟数字转换模块，其接收量化传输信号及反馈信号以依据涡轮迭代更新技术来产生估计误差信号，其中反馈信号为第一次估计时域传输信号。信号估计模块耦接于误差补偿及估计模块，其接收估计误差信号及所述信道的信道衰减系数以产生估计传输信号。
本公开内容的一实施例提出了一种电子设备，所述电子设备包括但不限于：处理器以及OFDM接收器。所述OFDM接收器包括但不限于：模拟数字转换模块、误差补偿及估计模块以及信号估计模块。模拟数字转换模块以模拟格式接收信道的传输信号并将传输信号数字化为数字格式，藉以产生量化传输信号。误差补偿及估计模块耦接于模拟数字转换模块，其接收量化传输信号及反馈信号以依据涡轮迭代更新技术来产生估计误差信号，其中反馈信号为第一次估计时域传输信号。信号估计模块耦接于误差补偿及估计模块，其接收估计误差信号及所述信道的信道衰减系数以产生估计传输信号。
为让本公开的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。
附图说明
图1A是绘示各式商用ADC的吞吐量对功耗的线型图。
图1B是绘示各式商用ADC的解析度对功耗的线型图。
图1C是绘示高解析度信道与低解析度信道之间的误比特率对SNR的图示。
图1D是绘示假想的ADC的SNR预算图。
图2是绘示使用本公开内容的一实施例中的具有低解析度模拟数字转换器的OFDM接收器的使用结果。
图3A是依据本公开内容的一实施例绘示OFDM接收器的架构的功能方块图。
图3B是依据本公开内容的一实施例绘示OFDM接收器的硬件的功能方块图。
图3C是依据本公开内容一选择性实施例绘示OFDM接收器的硬件的功能方块图。
图4是依据本公开内容的第一实施例更详细地绘示OFDM接收器的部分内容。
图5是依据本公开内容的第二实施例更详细地绘示OFDM接收器的部分内容。
图6是依据本公开内容一实施例绘示OFDM接收器利用迭代的过程。
【符号说明】
201：使用量化补偿的误比特率曲线
202：未使用量化补偿的误比特率曲线
301：模拟数字转换器
302：误差补偿及估计模块
303：信号估计模块
304：处理器、中央处理器
312：误差补偿及估计处理器
313：信号估计处理器
401、501：输入信号
402：502：第一次还原时域传输信号
403、503：FFT模块(快速傅立叶变换模块)
404、504：第一次还原频域传输信号
405、505：FFT模块、FFT模块的输出
406、506：信号估计模块的输入
407、507：外在讯息移除模块
408、508：快速傅立叶逆变换模块
409、509：信道衰减系数
410、510、518：估计传输信号、还原传输信号
411、511：第二次还原频域传输信号
412、512：第二次还原时域传输信号
413、513：外在讯息移除模块、第二次估计时域传输信号414、514：第一次估计时域传输信号、反馈信号
415、515：z估计器
416、516：s估计器
517：信道解码器
519：软符号估计器
S601、S602、S603、S604：步骤
ADC：模拟数字转换器
AGC：自动增益控制
BER：误比特率
Bit：位
dB：分贝
MSPS：每秒采样百万次
PAPR：峰均功率比
Rx：接收器
SNR：信号噪声比
W：瓦特
具体实施方式
近年来，移动通信用户及数据传输量皆呈现爆炸性增长。为了因应未来所需的高数量的传输以及高传输速率，5G通信系统适应了以MIMO技术为基底的通信系统。为了避免量化误差，大部分的传统接收器会使用高解析度的ADC。然而，随着传输带宽的增加，ADC的采样频率也因此而增加。这代表着ADC的功耗也会按比例地增加。随着天线数目增加，所需的HADC个数也会增加而导致接收器的成本高昂。
本公开提出一种低成本的OFDM接收器，其可以在非常高的采样率下使用低解析度的ADC。目前ADC的解析度普遍为8～10位，甚至使用到12位或更多的位数。本公开所提出的OFDM接收器所使用的低解析度ADC只须使用到5或6位。传统上，使用低解析度ADC会导致OFDM系统的效能显著地降低。然而，以降低效能为代价，使用低解析度的ADC可以显著地降低成本及功耗。为了达到可以与高解析度ADC相比的ADC效能，须使用补偿技术消除低解析度ADC造成的量化误差。本来在5G通信系统使用低解析度ADC是不可能的，因为当使用了低解析度ADC量化接收到的信号时，大量的载波间干扰(Inter-Carrier Interference，ICI)会导致原始OFDM系统的子载波的正交性被破坏。藉由利用涡轮信息交替的概念以及还原低解析度ADC的干扰量化，本公开的OFDM接收器能够准确地估计出传输信息以利增进OFDM接收器的效能。藉由量化以及估计原信号的干扰值，可以消除ICI造成的干扰影响。涡轮讯息交替(Turbo-message Exchange)的数量可以通过迭代停止机制而被动态地调整。
图2绘示了使用本公开的具有低解析度ADC的OFDM接收器的效能结果，其中第一组图示201显示了通过量化来补偿的结果、第二组图示202显示了未使用任何补偿的结果。除了适用于未来的5G通信系统外，本公开也减少了通信系统中ADC的使用需求，进而可以在维持合适系统效能的同时，有效地降低系统的安装成本。
图3A是依据本公开一实施例绘示本公开的OFDM接收器的架构的功能方块图。本公开所提出的OFDM系统低解析度接收器架构包括但不限于：低解析度ADC 301、误差补偿及估计模块302以及信号估计模块303。低解析度ADC 301以模拟格式接收基带信号并将基带信号转换为数字格式。误差补偿及估计模块302接收低解析度ADC 301的输出并实施涡轮讯息交替以补偿由低解析度ADC 301造成的量化干扰，藉此消除接收器对高解析度ADC的需求。误差补偿及估计模块302也会产生与信号相关的统计特性。信号估计模块303接收误差补偿及估计模块302的输出并基于与信号相关的统计特性实施载波信号估计。载波信号估计的输出可被反馈至误差补偿及估计模块302，误差补偿及估计模块302会利用涡轮递归方法来改善载波信号估计的估计效能。实施涡轮讯息交替的迭代次数可以通过使用迭代停止机制来决定，以便降低非必要运算造成的延迟(Latency)。详细的操作原理将由图4～图6与其对应的叙述内容作进一步地说明。
图3B是依据本公开一实施例绘示本公开的OFDM接收器的硬件的功能方块图。在本实施例中，误差补偿及估计模块312实质上是由处理器实现的独立误差补偿及估计模块302。信号估计处理器313实质上是由处理器实现的独立信号估计模块303。信号估计处理器313可连接至接收器的中央处理器304以进行后续的数字处理。误差补偿及估计模块312及信号估计处理器313也可以单独地或同时地以个别集成电路(IC)的形式来实现。
图3C是依据本公开一选择性实施例绘示本公开的OFDM接收器的硬件的功能方块图。在本实施例中，误差补偿及估计模块302以及信号估计模块303的功能是由接收器的中央处理器304来实现。或者，误差补偿及估计模块302以及信号估计模块303的其中之一可以是由IC或处理器实现的独立单元，而另一个功能则是由OFDM接收器的中央处理器304来实现。
图4是依据本公开的第一实施例更详细地绘示本公开的OFDM接收器的部分内容。在本实施例中，假设误差补偿及估计模块302的输入信号为q 401，且q 401是通过低解析度ADC 301将其由基带模拟信号转换为数字信号向量。同时，也假设循环字首已经自输入信号q 401移除。输入信号q 401可表示为：
q＝Q(FHdiag(h)s+n)＝Q(FHx+n)＝Q(z+n)
其中s为传输信号，其作为模拟基带信号输入至ADC 301、Q()为量化操作、z为在传输信号经历传输信道衰减之后的时域传输信号、x为在传输信号经历传输信道衰减之后的频域传输信号、n为信道的噪声。
本公开的OFDM接收器的部分内容包括了用于还原信号z及信号x的统计特性的误差补偿及估计模块302，以及用于还原信号z及信号s的统计特性的信号估计模块303。输入q401将由误差补偿及估计模块302处理，且输入q 401会包含由低解析度ADC 301进行模拟数字转换时造成的量化误差。输入信号q 401会被z估计器415接收，z估计器415藉由对输入信号q 401进行最小均方差(Minimum Mean Square Error，MMSE)计算以产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第一次还原时域传输信号402。接着，快速傅立叶变换(FastFourier Transform，FFT)模块403会对402进行快速傅立叶变换以产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第一次还原频域传输信号404。而后，外在讯息(ExtrinsicInformation，Ext)移除模块407接收404及405并通过将405自404移除来消除估计的统计特性，藉以产生信号估计模块303的输入，406，406即为消除了405后的404。Ext 407的输出实质上为估计误差信号。误差补偿及估计模块302会接收来自信号估计模块303的反馈信号414。414是在传输信号经历传输信道衰减之后的第一次估计时域传输信号。FFT模块405会接收414并产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第一次估计频域传输信号405。
信号估计模块303的输入406为在传输信号经历传输信道衰减之后的第二次估计频域传输信号。信号估计模块303中的s估计器416接收信道衰减系数h 409以及406，并通过实施另一次MMSE以产生还原传输信号410的方式来获得还原传输信号。410为信号估计模块303的输出以及ADC 301的输入模拟信号s的估计值。接着，410与信道衰减系数h的对角矩阵(Diagonal Matrix)的乘积会产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第二次还原频域传输信号411。快速傅立叶逆变换(Inverse FFT)模块408会接收411并进行快速傅立叶逆变换以产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第二次还原时域传输信号412。外在讯息移除模块413接收412及413并通过将413自412移除来消除估计的统计特性，藉以产生信号估计模块303的反馈信号414，414即为消除了413的412。通过对406进行快速傅立叶逆变换运算可以获得413。藉由使用信号估计模块303输出的反馈信号414来估计经历了时域信号的信道衰减的传输信号s，用来估计对量化误差的补偿的信息会更加准确。此过程可重复进行几次。
图5是依据本公开的第二实施例更详细地绘示本公开的OFDM接收器的部分内容。本实施例与图4实施例相似，除了图5的信号估计模块303与图4的信号估计模块303不同。图5的信号估计模块303利用信道解码器进行误差补偿以便更精准地估计符号(Symbol)。信道解码器的输出会是估计的传输信号s，传输信号s会被用来产生在传输信号经历传输信道衰减之后的还原传输信号。
与图4实施例相似，在本实施例中，假设误差补偿及估计模块302的输入信号为q501，且q 501是通过低解析度ADC 301将其由基带模拟信号转换为数字信号。同时，也假设循环字首已经自输入信号q 501移除。输入信号q501可表示为：
q＝Q(FHdiag(h)s+n)＝Q(FHx+n)＝Q(z+n)
其中s为传输信号，其作为模拟基带信号输入至ADC 301、Q()为量化操作、z为在传输信号经历传输信道衰减之后的时域传输信号、x为在传输信号经历传输信道衰减之后的频域传输信号、n为信道的噪声。
本公开的OFDM接收器的部分内容包括了用于还原信号z及信号x的统计特性的误差补偿及估计模块302，以及用于还原信号z及信号s的统计特性的信号估计模块303。输入q501将由误差补偿及估计模块302处理，且输入q 501会包含由低解析度ADC 301进行模拟数字转换时造成的量化误差。输入信号q 501会被z估计器515接收，z估计器515藉由对输入信号q 501进行MMSE计算以产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第一次还原时域传输信号502。接着，快速傅立叶变换模块503会对502进行快速傅立叶变换以产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第一次还原频域传输信号504。而后，Ext移除模块507接收504及505并通过将505自504移除来消除估计的统计特性，藉以产生信号估计模块303的输入，506，506即为消除了505后的504。Ext 507的输出实质上为估计误差信号。误差补偿及估计模块302会接收来自信号估计模块303的反馈信号514。514是在传输信号经历传输信道衰减之后的第一次估计时域传输信号。FFT模块505会接收514并产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第一次估计频域传输信号505。
信号估计模块303的输入506为在传输信号经历传输信道衰减之后的第二次估计频域传输信号。信号估计模块303中的s估计器516接收信道衰减系数h 509以及506，并通过实施另一次MMSE以产生还原传输信号510的方式来获得还原传输信号。s估计器516的输出510会被信道解码器517所接收，而信道解码器517是用来进行进一步地校正量化误差，以及最小化S估计器516的输出的噪声。信道解码器517的输出为估计的传输信号或为ADC 301的输入模拟信号s的估计值。接着，软符号估计器(Soft SymbolEstimator)519会接收信道解码器517的输出以产生510。510与信道衰减系数h的对角矩阵(Diagonal Matrix)的乘积会产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第二次还原频域传输信号511。快速傅立叶逆变换模块508会接收511并进行快速傅立叶逆变换以产生在传输信号经历传输信道衰减之后的第二次还原时域传输信号512。外在讯息移除模块513接收512及513并通过将513自512移除来消除估计的统计特性，藉以产生信号估计模块303的反馈信号514，514即为消除了513的512。藉由使用信号估计模块303输出的反馈信号514来估计经历了时域信号的信道衰减的传输信号s，用来估计对量化误差的补偿的信息会更加准确。此过程也可重复进行几次。
图6是依据本公开一实施例绘示本公开的OFDM接收器利用迭代的过程。如图6所示，步骤S601及S602将作为误差估计及补偿模块302被执行，且信号估计模块303会交替进行涡轮迭代以分别改善z估计器415、515及s估计器416、516的估计准确度。为了避免多次迭代造成不必要的数据处理，涡轮迭代更新技术的迭代次数可以基于迭代次数是否超出阈值而决定。因此，在步骤S603中，若已经超过了预设的阈值(或称第一阈值)，涡轮迭代会被终止。反之，在步骤S604中，会重复一次涡轮迭代，计数器i会增加1直到次数达到阈值为止。
除了判断迭代次数是否超出了阈值外，可用先前迭代的计算结果与迭代信息来计算出计算结果改变的机率。举例来说，涡轮迭代更新技术的迭代次数可以基于估计传输信号(如：410、518)的连续结果之间的变量是否超出预射的阈值(或称第二阈值)而决定。
此外，循环冗余检查(Cyclic Redundancy Check，CRC)也可用来决定运算出的估计传输信号(如：410、518)是否合理。若运算出的估计传输信号显得合理，则可终止涡轮迭代。反之，会继续进行涡轮迭代直到迭代次数超过了阈值。因此，迭代次数可以基于信道解码器的输出或循环冗余检查的结果而决定，当所述信道解码器的所述输出或所述循环冗余检查的所述结果出现的非可能的正确值时，则所述迭代次数需要增加。
依据本公开一实施例，本公开提出的OFDM接收器可包括但不限于：模拟数字转换模块301、误差补偿及估计模块302以及信号估计模块303。模拟数字转换模块301以模拟格式接收信道的传输信号并将传输信号数字化为数字格式以产生量化传输信号q。误差补偿及估计模块302耦接模拟数字转换模块301，其接收量化传输信号q及反馈信号414以依据涡轮迭代更新技术产生估计误差信号406，其中反馈信号414为第一次估计时域传输信号。信号估计模块303耦接误差补偿及估计模块302，其接收估计误差信号406及信道衰减系数h以产生估计传输信号410。
依据本公开一实施例，误差补偿及估计模块302可包括z估计器415，z估计器415接收量化传输信号q并产生第一次还原时域传输信号402。z估计器可藉由对量化传输信号q进行最小均方差计算或对量化传输信号q进行强制归零计算(Zero Forcing，ZF)以产生第一次还原时域传输信号402。
依据本公开一实施例，误差补偿及估计模块302产生估计误差信号506的步骤至少包括：将第一次还原时域传输信号502转换为第一次还原频域传输信号504。将反馈信号514转换为第一次估计频域传输信号505。以及基于第一次还原频域传输信号507与第一次估计频域传输信号505之间的差值，产生估计误差信号506。
依据本公开一实施例，信号估计模块303包括s估计器416，s估计器416藉由进行最小均方差计算或强制归零计算以从估计误差信号406及信道的信道衰减系数409来计算出估计传输信号410。此外，信号估计模块303还包括信道解码器517，信道解码器517接收s估计器516的输出以产生估计传输信号，其中信道解码器为涡轮解码器、低密度奇偶检查码(Low-density Parity-check Code，LDPC)解码器、里德所罗门(Reed-Solomon，RS)解码器以及维特比(Viterbi)解码器的其中之一。
依据本公开一实施例，信号估计模块303产生反馈信号的步骤至少包括：利用估计传输信号410与信道衰减系数h的对角矩阵的乘积产生第二次还原频域传输信号411。将第二次还原频域传输信号411转换为第二次还原时域传输信号412。将估计误差信号406转换为第二次估计时域传输信号413，其中估计误差信号406为第二次估计频域传输信号。以及基于第二次还原频域传输信号512与第二次估计频域传输信号513之间的差值以产生反馈信号514。
本公开的OFDM接收器可依据不同的设定设置于电子设备中，并不限于图3B及图3C的设定方式。
综上所述，本公开适用于无线通信系统且可以在很高的采样速率下使用配有低解析度模拟数字转换器的低成本OFDM接收器。藉由利用涡轮信息交替的概念以及还原低解析度ADC的干扰量化，本公开的OFDM接收器能够准确地估计出传输信息以利增进OFDM接收器的效能。藉由量化以及估计原始的干扰，可以消除ICI造成的干扰影响。涡轮讯息交替的数量可以通过迭代停止机制而被动态地调整。本公开也减少了通信系统中ADC的使用需求，进而可以在维持合适系统效能的同时，有效地降低系统的安装成本。须注意的是，本公开不须要具备上述的所有特点。
虽然本公开已以实施例公开如上，然其并非用以限定本公开，本领域技术人员在不脱离本公开的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本公开的保护范围当视所附权利要求书界定范围为准。

Claims (20)

1.一种正交频分多工接收器，其特征在于，包括：
模拟数字转换模块，以模拟格式接收信道的传输信号并将所述传输信号数字化为数字格式，藉以产生量化传输信号；
误差补偿及估计模块，耦接于所述模拟数字转换模块，所述误差补偿及估计模块接收所述量化传输信号及反馈信号以依据涡轮迭代更新技术来产生估计误差信号，其中所述反馈信号为第一次估计时域传输信号；以及
信号估计模块，耦接于所述误差补偿及估计模块，所述信号估计模块接收所述估计误差信号及所述信道的信道衰减系数以产生估计传输信号。
2.如权利要求1所述的接收器，其中所述误差补偿及估计模块还包括：
z估计器，接收所述量化传输信号并产生第一次还原时域传输信号。
3.如权利要求2所述的接收器，其中所述z估计器藉由对所述量化传输信号进行最小均方差计算或对所述量化传输信号进行强制归零计算以产生所述第一次还原时域传输信号。
4.如权利要求2所述的接收器，其中所述误差补偿及估计模块产生所述估计误差信号的步骤至少包括：
将所述第一次还原时域传输信号转换为第一次还原频域传输信号；
将所述反馈信号转换为第一次估计频域传输信号；以及
基于所述第一次还原频域传输信号与所述第一次估计频域传输信号之间的差值，产生所述估计误差信号。
5.如权利要求1所述的接收器，其中所述信号估计模块包括：
s估计器，所述s估计器藉由进行最小均方差计算或强制归零计算(ZF)以从所述估计误差信号及所述信道的所述信道衰减系数来计算出所述估计传输信号。
6.如权利要求5所述的接收器，其中所述信号估计模块还包括：
信道解码器，接收所述s估计器的输出并通过减去所述s估计器的所述输出的噪声以产生所述估计传输信号，其中所述信道解码器为涡轮解码器、低密度奇偶检查码解码器、里德所罗门解码器以及维特比解码器的其中之一。
7.如权利要求5所述的接收器，其中所述信号估计模块产生所述反馈信号的步骤至少包括：
利用所述估计传输信号与信道衰减系数的对角矩阵的乘积产生一第二次还原频域传输信号；
将所述第二次还原频域传输信号转换为第二次还原时域传输信号；
将所述估计误差信号转换为第二次估计时域传输信号，其中所述估计误差信号为第二次估计频域传输信号；以及
基于所述第二次还原频域传输信号与所述第二次估计频域传输信号之间的差值以产生所述反馈信号。
8.如权利要求1所述的接收器，其中所述涡轮迭代更新技术的迭代次数是基于所述迭代次数是否超出第一阈值而决定。
9.如权利要求1所述的接收器，其中所述涡轮迭代更新技术的迭代次数是基于所述估计传输信号的连续结果之间的变量是否超出第二阈值而决定。
10.如权利要求9所述的接收器，其中所述涡轮迭代更新技术的所述迭代次数是基于所述信道解码器的输出或循环冗余检查的结果而决定，当所述信道解码器的所述输出或所述循环冗余检查的所述结果出现的非可能的正确值时，则所述迭代次数需要增加。
11.一种电子设备，其特征在于，包括：
处理器；以及
正交频分多工接收器，其特征在于，所述正交频分多工接收器包括：
模拟数字转换模块，以模拟格式接收信道的传输信号并将所述传输信号数字化为数字格式，藉以产生量化传输信号；
误差补偿及估计模块，耦接于所述模拟数字转换模块，所述误差补偿及估计模块接收所述量化传输信号及反馈信号以依据涡轮迭代更新技术来产生估计误差信号，其中所述反馈信号为第一次估计时域传输信号；以及
信号估计模块，耦接于所述误差补偿及估计模块，所述信号估计模块接收所述估计误差信号及所述信道的信道衰减系数以产生估计传输信号。
12.如权利要求11所述的电子设备，其中所述误差补偿及估计模块还包括：
z估计器，接收所述量化传输信号并产生第一次还原时域传输信号。
13.如权利要求12所述的电子设备，其中所述z估计器藉由对所述量化传输信号进行最小均方差计算或对所述量化传输信号进行强制归零计算以产生所述第一次还原时域传输信号。
14.如权利要求12所述的电子设备，其中所述误差补偿及估计模块产生所述估计误差信号的步骤至少包括：
将所述第一次还原时域传输信号转换为第一次还原频域传输信号；
将所述反馈信号转换为第一次估计频域传输信号；以及
基于所述第一次还原频域传输信号与所述第一次估计频域传输信号之间的差值，产生所述估计误差信号。
15.如权利要求11所述的电子设备，其中所述信号估计模块包括：
s估计器，所述s估计器藉由进行最小均方差计算或强制归零计算以从所述估计误差信号及所述信道的所述信道衰减系数来计算出所述估计传输信号。
16.如权利要求15所述的电子设备，其中所述信号估计模块还包括：
信道解码器，接收所述s估计器的输出并通过减去所述s估计器的所述输出的噪声以产生所述估计传输信号，其中所述信道解码器为涡轮解码器、低密度奇偶检查码解码器、里德所罗门解码器以及维特比解码器的其中之一。
17.如权利要求15所述的电子设备，其中所述信号估计模块产生所述反馈信号的步骤至少包括：
利用所述估计传输信号与信道衰减系数的对角矩阵的乘积产生第二次还原频域传输信号；
将所述第二次还原频域传输信号转换为第二次还原时域传输信号；
将所述估计误差信号转换为第二次估计时域传输信号，其中所述估计误差信号为第二次估计频域传输信号；以及
基于所述第二次还原频域传输信号与所述第二次估计频域传输信号之间的差值以产生所述反馈信号。
18.如权利要求11所述的电子设备，其中所述涡轮迭代更新技术的迭代次数是基于所述迭代次数是否超出第一阈值而决定。
19.如权利要求11所述的电子设备，其中所述涡轮迭代更新技术的迭代次数是基于所述估计传输信号的连续结果之间的变量是否超出第二阈值而决定。
20.如权利要求19所述的电子设备，其中所述涡轮迭代更新技术的所述迭代次数是基于所述信道解码器的输出或循环冗余检查的结果而决定，当所述信道解码器的所述输出或所述循环冗余检查的所述结果出现的非可能正确值时，则所述迭代次数需要增加。
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