CN108215806B - 一种再生制动能量回馈系统 - Google Patents

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CN108215806B CN201810001740.5A CN201810001740A CN108215806B CN 108215806 B CN108215806 B CN 108215806B CN 201810001740 A CN201810001740 A CN 201810001740A CN 108215806 B CN108215806 B CN 108215806B
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Abstract

本发明公开一种再生制动能量回馈系统，包括二极管整流装置，能量回馈模块，检测回路装置，控制电路装置，在所述每组二极管整流装置上装置上反并联一组能量回馈模块，能量回馈模块还连接有一检测回路装置，检测回路装置还连接有一控制电路装置。本发明能够省去控制制动能量的额外的升压变压器，有效降低了成本，减少能量的浪费，提高环保质量。

Description

一种再生制动能量回馈系统
技术领域
本发明涉及城市轨道交通供电装置领域，具体涉及一种再生制动能量回馈系统。
背景技术
现在大部分城市中地铁属于人类出行的交通工具之一，地铁由于制动频繁，再生制动能量功率幅值大，传统的储能方式，是要求储能单元具有很大功率和容量，导致体积与造价增大，同时过于频繁的充放电会影响储能单元的寿命，而为了解决上述的技术问题，现有的技术是将再生制动能量经转换之后需要一个额外的升压变压器以完成回送任务，但其成本较高且占用较大空间。
鉴于上述缺陷，本发明创作者经过长时间的研究和实践终于获得了本发明。
发明内容
为解决上述技术缺陷，本发明采用的技术方案在于，提供一种再生制动能量回馈系统，包括N组二极管整流装置，能量回馈模块，检测回路装置，控制电路装置，在所述每组二极管整流装置上反并联一组能量回馈模块，能量回馈模块还连接有一检测回路装置，检测回路装置还连接有一控制电路装置，其中，N为自然数。
较佳的，所述整流装置包括一供电系统，所述供电系统并联一第一电容，所述第一电容的输出端连接一电流互感器，所述电流互感器的输出端各连接一第一直流开关和第二直流开关，所述第一直流开关和第二直流开关的另一端连接整流变压器。
较佳的，所述供电系统为DC750V/3MW时，2组整流装置并联；所述供电系统为DC1500V/6MW时，为2组整流装置并联；所述供电系统为DC3000V/9MW时，为4组整流装置串联。
较佳的，能量回馈模块包括第一回馈电路与第二回馈电路，所述第一回馈电路包括：第一逆变器、第一交流滤波器、第一动态电压恢复器、第一熔断器组合及第一开关组合依序电连接；所述第二回馈电路包括：第二逆变器、第二交流滤波器、第二动态电压恢复器、第二熔断器组合及第二开关组合依序电连接；所述第一逆变器与第二逆变器输入端通过第二电容并联连接后与供电系统相连接，所述第一动态电压恢复器和第二动态电压恢复器之间相互串联并与供电系统相连接。
较佳的，所述第一交流滤波器和第二交流滤波器均是由三组交流滤波电感和三组交流滤波电容串联而成，所述第一、第二交流滤波电感器的输入端分别与对应的第一、第二逆变器串联，交流滤波电感器的输出端和交流滤波电容的输入端的连接点连接对应的第一、第二动态电压恢复器，交流滤波电容的输出端接地。
较佳的，所述第一逆变器和所述第二逆变器均包括一直流母线电源，所述电源的正负极连接第一三相逆变桥和第二三相逆变桥，所述第一三相逆变桥和第二三相逆变桥通过并联相连接；所述第一、第二三相逆变桥的直流正极接到母线电源正极输出端，所述第一三相逆变桥和所述第二三相逆变桥的直流负极接到母线电源负极输出端，所述第一、第二三相逆变桥均通过连接点串联对应的第一、第二交流滤波器连接，所述第一交流滤波器和所述第二交流滤波器的输出端分别作为所述第一逆变器和所述第二逆变器的交流输出端，所述第一三相逆变桥和所述第二三相逆变桥的两个输出端分别与所述第一交流滤波器和所述第二交流滤波器的连接处均设置有电流传感器。
较佳的，所述第一交流滤波器、所述第二交流滤波器的滤波电感的取值通过以下步骤获取：从所述第一三相逆变桥或所述第二三相逆变桥中取其中一相；
S1:假定直流母线电压恒定，ui表示第一逆变器或第二逆变器输出电压，Δi1表示第一逆变器或第二逆变器输出电流纹波，Ton表示开关器件的导通时间，Toff表示开关器件的关断时间，Ts表示开关周期。忽略开关过程死区的影响，近似认为开关周期Ts与开关器件导通时间、关断时间的和相等，即有Ton+Toff＝Ts；
首先求取第一逆变器或第二逆变器侧电感L1两端的压降uL1，有
Figure GDA0002389859760000031
式中，△i1pp为第一逆变器或第二逆变器输出电流纹波的峰峰值；D为占空比，有D＝Ton/Ts。；
由上式，可以得到第一逆变器或第二逆变器输出电流纹波幅值△i1p为
Figure GDA0002389859760000032
S2:假定第一逆变器或第二逆变器调制波随正弦规律变化且其幅值总小于载波幅值，即不存在过调制现象，并忽略滤波电感L3上的基波压降和相角偏移，近似认为滤波电容电压uc和第一逆变器或第二逆变器输出电压基波ui1相等，则可以得到
Figure GDA0002389859760000033
式中，m为调制度，有0≤m≤1；sin(ω1t)为正弦信号；
根据以上两式，可以得到
Figure GDA0002389859760000041
由上式，可以得到一个开关周期内第一逆变器或第二逆变器输出电压的平均值uiavg为
Figure GDA0002389859760000042
S3:联立公式，得到占空比D的表达式，有
Figure GDA0002389859760000043
对于固定的调制度m，对上式求极值，有
Figure GDA0002389859760000044
S4:假定直流母线电压udc稳定且开关频率fs不变，第一逆变器或第二逆变器输出电流纹波最大值Δi1pmax与第一逆变器或第二逆变器侧电感L1的大小成反比，L1取值越大，第一逆变器或第二逆变器输出电流的纹波越小，用比例因子SFi1表示允许的最大电流纹波占第一逆变器或第二逆变器额定输出电流幅值i1m的比例，则有
△i1p≤△i1pmax≤SFi1i1m
已知允许的最大电流纹波比例SFi1，联立以上两式，即可以确定第一逆变器或第二逆变器侧电感L1的取值下限为
Figure GDA0002389859760000045
S5:只考虑第一逆变器或第二逆变器交流侧各变量的基波分量，并忽略流过电容支路的电流，可以得到系统交流侧变量间的关系满足
Figure GDA0002389859760000051
式中，i2m为并网电流峰值；uLtm为总滤波电感上压降峰值；uim为第一逆变器或第二逆变器输出电压峰值；ugm为电网电压峰值；
S6:直流电压利用率Av为第一逆变器或第二逆变器输出相电压基波峰值与直流母线电压的比值为：
Figure GDA0002389859760000052
当选择双极性SPWM调制方式时，直流电压利用率Av≤1/2；结合上式，即可以得到总滤波电感的取值上限，有
Figure GDA0002389859760000053
当系统工作在单位功率因数时，额定并网电流峰值可以表示为
Figure GDA0002389859760000054
式中，P为系统的额定并网功率；
根据以上两式，可以得到
Figure GDA0002389859760000055
式中，
Figure GDA0002389859760000056
即有udc>2ugm；
S7:将网侧电感L2与第一逆变器或第二逆变器侧电感L1的比值k代入上式，可以得到第一逆变器或第二逆变器侧电感L1的取值范围为
Figure GDA0002389859760000061
定义基准阻抗Zb为系统运行在单位功率因数时的等效阻抗，即有
Figure GDA0002389859760000062
滤波电容C的基频阻抗Zc为
Figure GDA0002389859760000063
取滤波电容的基频阻抗Zc与基准阻抗Zb的最小比例为SFZC，即有
Figure GDA0002389859760000064
联立以上两个公式，即可得到滤波电容C的取值上限，有
Figure GDA0002389859760000065
较佳的，所述动态电压恢复器包括三组LC滤波器以及一三相三桥臂电压源型逆变器，第一交流滤波器和第二交流滤波器分别输出的三相电压ua、ub、uc的输出端分别并联一组LC滤波器，LC滤波器由一滤波电容和一滤波电阻串联而成，三组LC滤波器的滤波电容的输出端相互并联并接地，所述每组LC滤波器的输入端与三相三桥臂电压源型逆变器三个输出端各自连接，所述三相三桥臂电压源型逆变器的输出端为电压叠加后的输出端。
较佳的，所述动态电压恢复器的同相位补偿方法为电压电流双闭环控制，外环为电压环，内环为电流环。
较佳的，所述检测回路装置包括第一电压传感器，用于检测直流电压；第一电流传感器，用于检测逆变器交流侧电流；第二电压传感器，用于检测逆变器连接的滤波器滤波后的电压。
与现有技术比较本发明的有益效果在于：1，本发明的模块结合现有的整流装置逆向使用，能够使地铁中产生制动能量向自身电网中的回馈，提高了再生制动能量的利用率。2，本发明能够省去控制制动能量的额外的升压变压器，有效降低了成本，减少能量的浪费，提高环保质量。3，本发明通过能量回馈模块将再生制动的能量到整流变压器的副边，提高了电能的质量，并降低电能的耗损。4，本发明可以在不用电压等级的运行方式下进行转换，有效的提交转换的时间及效率。5，本发明中的DVR的补偿策略，能够有效的减少误差和产生调制的作用。6，本发明中在逆变器直流侧并联一电容，能够有效的减少直流接触网的电流纹波。7，本发明中的检测装置，能够对系统中产生的电流、电压进行实施检测，有效的提高了整个系统的稳定性。8，本发明中的控制电路装置，能够对整个系统进行实时监控的，提高了整个系统的可靠性及安全性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明各实施例中的技术方案,下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1是本发明的系统框图；
图2是本发明的系统总简图；
图3是本发明的主电路结构图；
图4是本发明的IGBT逆变器结构图；
图5是本发明的逆变器输出电压与电流纹波；
图6是本发明的DVR系统拓扑结构；
图7是本发明的DVR数字锁相环结构框图；
图8是本发明的三相DVR系统双闭环控制结构；
图9是本发明的控制电路结构图；
图10是本发明的CAN通讯方案；
图11是本发明的主控制芯片与驱动板光纤接口。
具体实施方式
以下结合附图，对本发明上述的和另外的技术特征和优点作更详细的说明。
实施例
如图1，2，3所示，一种再生制动能量回馈系统，包括原有的二极管整流装置1，能量回馈模块2，检测回路装置3，控制电路装置4。在原有的每组二极管整流装置上反并联一组能量回馈模块2，能量回馈模块2还连接有一检测回路装置3，检测回路装置3还连接有一控制电路装置4。
根据整流供电系统三制式工作DC750V/3MW、DC1500V/6MW和DC3000V/9MW，直流电流最大5kA的要求，考虑回馈的最大功率也为9MW,设置不同组的数量和装置的连接方式：当DC750V/3MW时，为2组整流装置并联，直流供电电流为3MW/750V＝4kA，每套电流为2kA；当DC1500V/6MW时，为2组整流装置并联，直流供电电流为6MW/1500V＝4kA，每套电流为2kA；当DC3000V/9MW时，为4组整流装置串联，直流供电电流为9MW/3000V＝3kA，每套电流亦为3kA。考虑回馈的最大直流电流为3kA，每套逆变装置额定功率为2.25MW。
整流装置1包括：供电系统，供电系统并联一第一电容11，第一电容11的输出端连接一电流互感器12，电流互感器12的输出端各连接一第一直流开关13和第二直流开关14，第一直流开关13和第二直流开关14的另一端连接整流变压器15。
能量回馈模块2，包括第一回馈电路与第二回馈电路，第一回馈电路包括:第一逆变器21、第一交流滤波器31、第一动态电压恢复器41、第一熔断器组合51及第一开关组合61依序电连接；第二回馈电路包括:第二逆变器22、第二交流滤波器32、第二动态电压恢复器42、第二熔断器组合52及第二开关组合62依序电连接；第一逆变器21与第二逆变器22输入端通过第二电容23并联连接后与供电系统相连接，第一动态电压恢复器41和第二动态电压恢复器42之间还相互串联与供电系统相连接,使其供电系统为动态电压恢复器进行供电。当列车制动时，再生能量通过逆变器回馈到交流电网中，由于逆变器工作于PWM逆变状态，第二电容23能够有效的减小直流接触网的电流纹波，提高了再生制动能量的利用率。
第一交流滤波器31和第二交流滤波器32均是由三组交流滤波电感和三组交流滤波电容串联而成。其中，第一、第二交流滤波电感器的输入端分别与对应的第一、第二逆变器串联，交流滤波电感器的输出端和交流滤波电容的输入端的连接点连接对应的第一、第二动态电压恢复器，交流滤波电容的输出端接地。
如图4所示，第一逆变器和第二逆变器均包括一直流母线电源，电源的正负极连接第一三相逆变桥21和第二三相逆变桥22，第一三相逆变桥21和第二三相逆变桥22通过并联相连接。每组三相逆变桥均包括第一逆变桥臂211、第二逆变桥臂212、第三逆变桥臂213，其中第一逆变桥臂211由开关器件S1、S2串联构成，第二逆变桥臂212由开关器件S3、S4串联构成，第三逆变桥臂213由开关器件S5、S6串联构成，且三个逆变桥臂相互并联。以上开关器件可以使用各种电力电子开关器件，优选使用绝缘栅双极型晶体管(Insulated GateBipolar Transistor，IGBT)。
第一、第二三相逆变桥的直流正极接到母线电源正极输出端，第一、第二三相逆变桥的直流负极接到母线电源负极输出端，第一、第二三相逆变桥均通过连接点串联对应的第一、第二交流滤波器连接，第一、第二交流滤波器的输出端分别作为第一逆变器、第二逆变器的交流输出端，最终能够有效的提高直流电变交流电转化率。
每组三相逆变桥的两个输出端与LC滤波器连接处设置有电流传感器DCH，用于实时读取电流的数值，高准确度、高稳定性、高可靠性，任何时候均能做到零点归零。
第一逆变器或第二逆变器的交流侧串联滤波器，是为了减小交流侧电流和电压谐波从而减小交流侧电流和电压谐波。
滤波器的滤波电感的取值主要与开关频率、直流母线电压、脉宽调制方式以及允许的电流纹波有关。从三相半桥电路拓扑中取出一相，以直流母线电容假想中点为参考地，可以得到第一逆变器或第二逆变器输出电压和电流纹波。如图5所示，假定直流母线电压恒定并且采用双极性脉宽调制方式，ui表示第一逆变器或第二逆变器输出电压，Δi1表示第一逆变器或第二逆变器输出电流纹波，Ton表示开关器件的导通时间，Toff表示开关器件的关断时间，Ts表示开关周期。忽略开关过程死区的影响，近似认为开关周期Ts与开关器件导通时间、关断时间的和相等，即有Ton+Toff＝Ts。
首先求取第一逆变器或第二逆变器侧电感L1两端的压降uL1，有
Figure GDA0002389859760000101
式中，△i1pp为第一逆变器或第二逆变器输出电流纹波的峰峰值；D为占空比，有D＝Ton/Ts。
由上式，可以得到第一逆变器或第二逆变器输出电流纹波幅值△i1p为
Figure GDA0002389859760000111
假定第一逆变器或第二逆变器调制波随正弦规律变化且其幅值总小于载波幅值，即不存在过调制现象，并忽略滤波电感L3上的基波压降和相角偏移，近似认为滤波电容电压uc和第一逆变器或第二逆变器输出电压基波ui1相等，则可以得到
Figure GDA0002389859760000112
式中，m为调制度，有0≤m≤1。
根据以上两式，可以得到
Figure GDA0002389859760000113
由上式，可以得到一个开关周期内第一逆变器或第二逆变器输出电压的平均值uiavg为
Figure GDA0002389859760000114
由于开关频率远大于基波频率，因此，第一逆变器或第二逆变器输出电压在一个开关周期内的平均值uiavg与第一逆变器或第二逆变器输出电压基波分量瞬时值ui1是近似相等的。联立公式，得到占空比D的表达式，有
Figure GDA0002389859760000115
进而可以得到
Figure GDA0002389859760000124
对于固定的调制度m，对上式求极值，有
Figure GDA0002389859760000121
由公式可以看出，假定直流母线电压udc稳定且开关频率fs不变，第一逆变器或第二逆变器输出电流纹波最大值Δi1pmax与第一逆变器或第二逆变器侧电感L1的大小成反比，L1取值越大，第一逆变器或第二逆变器输出电流的纹波越小。用比例因子SFi1表示允许的最大电流纹波占第一逆变器或第二逆变器额定输出电流幅值i1m的比例，则有
△i1p≤△i1pmax≤SFi1i1m
已知允许的最大电流纹波比例SFi1，联立以上两式，即可以确定第一逆变器或第二逆变器侧电感L1的取值下限为
Figure GDA0002389859760000122
上式给出了第一逆变器或第二逆变器侧电感的取值下限，但也并非越大越好，电感值越大，电感两端的压降就会越大。只考虑第一逆变器或第二逆变器交流侧各变量的基波分量，并忽略流过电容支路的电流，可以得到系统交流侧变量间的关系满足
Figure GDA0002389859760000123
式中，i2m为并网电流峰值；uLtm为总滤波电感上压降峰值；uim为第一逆变器或第二逆变器输出电压峰值；ugm为电网电压峰值。
定义直流电压利用率Av为第一逆变器或第二逆变器输出相电压基波峰值与直流母线电压的比值，上式可以化为
Figure GDA0002389859760000131
直流电压利用率与系统功率变换桥路的调制方式有关，当选择双极性SPWM调制方式时，直流电压利用率Av≤1/2。结合上式，即可以得到总滤波电感的取值上限，有
Figure GDA0002389859760000132
当系统工作在单位功率因数时，额定并网电流峰值可以表示为
Figure GDA0002389859760000133
式中，P为系统的额定并网功率。
根据以上两式，可以得到
Figure GDA0002389859760000134
式中，
Figure GDA0002389859760000135
即有udc>2ugm。这里体现了系统并网逆变运行时对直流母线电压下限值的要求。因此，对于固定的直流母线电压，滤波电感的取值不可过大。将网侧电感L2与第一逆变器或第二逆变器侧电感L1的比值k代入上式，可以得到逆变器侧电感L1的取值范围为
Figure GDA0002389859760000136
调整滤波电容C的值可以改变其对第一逆变器或第二逆变器输出电流谐波的阻抗，滤波电容越大，谐波阻抗越小，其对第一逆变器或第二逆变器输出电流谐波的分流作用越强，并网电流谐波含量就越低。但随着滤波电容的增大，其基频阻抗也同样会降低，致使流入滤波电容的基波电流比例增大，从而给系统增加额外的无功需求。
为了限制滤波电容分流作用所产生的无功功率，通过滤波电容基频阻抗与系统基准阻抗的比例来确定滤波电容的上限。定义基准阻抗Zb为系统运行在单位功率因数时的等效阻抗，即有
Figure GDA0002389859760000141
滤波电容C的基频阻抗Zc为
Figure GDA0002389859760000142
取滤波电容的基频阻抗Zc与基准阻抗Zb的最小比例为SFZC，即有
Figure GDA0002389859760000143
联立以上两个公式，即可得到滤波电容C的取值上限，有
Figure GDA0002389859760000144
如图6所示，动态电压恢复器(DVR)为三相三桥臂电压源型逆变器，用于在再生制动能量回馈时将经过LC滤波器后和DVR输出电压叠加，使能量向电网中回馈。
动态电压恢复器包括三组LC滤波器以及一三相三桥臂电压源型逆变器，第一交流滤波器31和第二交流滤波器32分别输出的三相电压ua、ub、uc的输出端分别并联一组LC滤波器，LC滤波器由一滤波电容和一滤波电阻串联而成，三组LC滤波器的滤波电容的输出端相互并联并接地，每组LC滤波器的输入端与三相三桥臂电压源型逆变器三个输出端各自连接，三相三桥臂电压源型逆变器的输出端为电压叠加后的输出端。
三相三桥臂电压源型逆变器包括电源电路Udc、第四逆变桥臂411、第五逆变桥臂412、第六逆变桥臂413，开关器件T1和开关器件T2串联组成第四组逆变桥臂411，开关器件T3和开关器件T4串联组成第五组逆变桥臂412，开关器件T5和开关器件T6串联组成第六组逆变桥臂413，三个逆变桥臂之间相互并联与电源连接。
其中对于三相电压ua、ub、uc，通过如图7所示的坐标变换和数字锁相调节实现对电压幅值和相位的实时检测。该锁相环主要由三部分组成：鉴相器、环路滤波器与压控振荡器。在鉴相器环节，将已经转换到静止α-β坐标系的电压分量uα、uβ，分别与增益后的cosθ、sinθ相乘，再将这两个分量比较后得到参考值ud。其中，坐标变换所用的旋转角θ为锁相环的输出量。若锁相角与电网电压同步，则ud＝0；若不同步，则进入环路滤波器环节，参考值ud经PI调节器后得到误差信号Δω，最后在压控振荡器环节，Δω与中心频率ω0相加，再经过一个积分环节，得到相位角θ。
DVR的补偿策略采用同相位补偿的方式，具体实现的方法是采用如图8所示的电压电流双闭环控制。外环为电压环，通过对补偿电压的调节得到交流电流的指令瞬时值。电流内环的作用是按电压外环输出的电流指令进行电流控制，使实际输入电流能够跟踪电流给定，实现单位功率因数正弦波电流控制。在其DVR内部还设有的电流控制器，能够比较电流瞬时值与指令值，产生能减少电流误差的开关信号，因此电流控制器具有减小误差和产生调制的作用。
动态电压恢复器可以有效抑制谐波以及三相不平衡，提高电能质量。
检测回路装置3包括第一电压传感器，用于检测直流电压；第一电流传感器，用于检测逆变器交流侧电流；第二电压传感器，用于检测逆变器LC滤波器滤波后的电压。
第一直流电压传感器是对直流电压的检测，通过检测DC750V电压来实现，用于判断是否需要回馈能量并构建闭环稳定直流网压。DC750V电压的波动范围为400V～1000V，因此选取额定电压为1000V的电压传感器。
第一电流传感器逆变器是对逆变器交流侧电流的检测，每个逆变器按回馈功率最大为9MW/8＝1.125MW计算，交流电流最大为1200Arms来选取电流传感器。
第二电压传感器是对逆变器LC滤波器滤波后的电压的检测。
如图9所示，控制电路装置4包括：主控制芯片、A/D转换模块、采样处理器、第一开关量I/O模块、第二开关量I/O模块、驱动信号调制模块、通讯模块、故障检测模块、IGBT驱动接口模块。
主控制芯片，主要采用DSP控制器+FPGA控制器相结合的数字式控制，其中DSP控制器主要完成双向逆变器的电流闭环、电压闭环控制，系统控制策略，状态监控，总线通讯等功能。FPGA控制器主要完成辅助电流环调节，故障处理，驱动信号调制等功能。驱动信号调制模块，主要用于控制网络连接情况，以便于数据的实时传输以及模拟信号的推送等功能。
在DSP控制器和FPGA控制器之间通过一第一开关量I/O模块控制，主要用于控制EFGA控制器发出的信号，且SP控制器和FPGA控制器之间还包括一故障检测模块，故障检测模块包括：功率管过温检测、过压过流检测等。
主控制芯片连接一A/D转换模块，A/D转换模块连接一采样处理器，A/D转换模块主要用于处理外围每个能量回馈模块中锁对应的电压检测板、电流传感器、温度传感器等通过采样处理器处理后送来的模拟信号，并将其转换为数字量，以便在DSP控制器中完成相关控制算法。为提高系统可靠性，可采用DSP内置的12位高速A/D转换器。
DSP控制器还连接有一通讯模块，主要用于对DSP控制器要实现与上位机及其他DSP控制器之间的通讯，本通信模块可采用光纤方式的CAN总线，如图10所示。每一个能量回馈模块均设有一控制电路装置，对于每一个DSP控制器，具有两个CAN接口，其中一个CAN接口用于DSP控制器与监控系统之间通讯，实现配置控制器参数、设定工作模式、监控逆变模块运行状态等功能；另一个CAN接口实现各DSP控制器之间的通讯。
主控制芯片还连接有一第二开关量I/O模块，用于整个装置的电源的控制。
IGBT驱动模块位于逆变器中，用于驱动逆变器的开关状态。
EFGA控制器与IGBT驱动模块之间通过电源及光纤连接，其中电源接口为驱动模块提供工作电源，光纤接口传送由EFGA控制器发出的开关信号，并接收驱动模块反馈的状态信息。EFGA控制器与驱动模块之间的光纤接口，如图11所示。
工作原理：
外围的电压传感器、电流传感器、温度传感器等通过采样处理器处理后发送来的模拟信号，经过A/D转换模块将传送来的模拟信号转化为数字量，数字量在通过DSP控制器中完成相关计算，得到的结果通过驱动板模块传递给DSP控制器，DSP控制器通过光纤中继器传递给上位机。当功率管温度过高、电流和电压过高时，通过相应的故障检测模块传递给DSP控制器，由DSP控制器通过光纤中继器传递给上位机。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，对本发明而言仅仅是说明性的，而非限制性的。本专业技术人员理解，在本发明权利要求所限定的精神和范围内可对其进行许多改变，修改，甚至等效，但都将落入本发明的保护范围内。

Claims (8)

1.一种再生制动能量回馈系统，包括N组二极管整流装置，能量回馈模块，检测回路装置，控制电路装置，其特征在于，在所述每组二极管整流装置上反并联一组能量回馈模块，所述能量回馈模块还连接有一检测回路装置，所述检测回路装置还连接有一控制电路装置，其中，N为多个；能量回馈模块包括第一回馈电路与第二回馈电路，所述第一回馈电路包括：第一逆变器、第一交流滤波器、第一动态电压恢复器、第一熔断器组合及第一开关组合依序电连接；所述第二回馈电路包括：第二逆变器、第二交流滤波器、第二动态电压恢复器、第二熔断器组合及第二开关组合依序电连接；所述第一逆变器与第二逆变器输入端通过第二电容并联连接后与供电系统相连接，所述第一动态电压恢复器和第二动态电压恢复器之间相互串联并与供电系统相连接；所述第一逆变器和所述第二逆变器均包括一直流母线电源，所述第一逆变器包括第一三相逆变桥，所述第二逆变器包括第二三相逆变桥；所述电源的正负极连接第一三相逆变桥和第二三相逆变桥，所述第一三相逆变桥和第二三相逆变桥通过并联相连接；所述第一、第二三相逆变桥的直流正极接到母线电源正极输出端，所述第一、第二三相逆变桥的直流负极接到母线电源负极输出端，所述第一、第二三相逆变桥均通过连接点与对应的第一、第二交流滤波器串联连接，所述第一交流滤波器和所述第二交流滤波器的输出端分别作为所述第一逆变器和所述第二逆变器的交流输出端，所述第一三相逆变桥和所述第二三相逆变桥的两个输出端分别与所述第一交流滤波器和所述第二交流滤波器的连接处均设置有电流传感器。
2.如权利要求1所述的再生制动能量回馈系统，其特征在于，所述整流装置包括一第一电容，一电流互感器，一第一直流开关，一第二直流开关和一整流变压器；所述第一电容的输出端连接电流互感器，所述电流互感器的输出端各连接第一直流开关和第二直流开关，所述第一直流开关和第二直流开关的另一端连接整流变压器。
3.如权利要求2所述的再生制动能量回馈系统，其特征在于，所述供电系统为DC750V/3MW时，2组整流装置并联；所述供电系统为DC1500V/6MW时，为2组整流装置并联；所述供电系统为DC3000V/9MW时，为4组整流装置串联。
4.如权利要求1所述的再生制动能量回馈系统，其特征在于，所述第一交流滤波器和第二交流滤波器均是由三组交流滤波电感和三组交流滤波电容串联而成，所述第一、第二交流滤波器的交流滤波电感的输入端分别与对应的第一、第二逆变器串联，交流滤波电感的输出端和交流滤波电容的输入端的连接点连接对应的第一、第二动态电压恢复器，交流滤波电容的输出端接地。
5.如权利要求4所述的再生制动能量回馈系统，其特征在于，所述第一交流滤波器、所述第二交流滤波器的交流滤波电感和交流滤波电容的取值通过以下步骤获取：从所述第一三相逆变桥或所述第二三相逆变桥中取其中一相；
S1:假定直流母线电压恒定，ui表示所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电压，Δi1表示所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电流纹波，Ton表示开关器件的导通时间，Toff表示开关器件的关断时间，Ts表示开关周期；忽略开关过程死区的影响，近似认为开关周期Ts与开关器件导通时间、关断时间的和相等，即有Ton+Toff＝Ts；
首先求取所述第一逆变器或所述第二逆变器侧电感L1两端的压降uL1，有
Figure FDA0002514403660000021
式中，Δi1pp为所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电流纹波的峰峰值；D为占空比，有D＝Ton/Ts；
由上式，可以得到所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电流纹波幅值Δi1p为
Figure FDA0002514403660000031
S2:假定所述第一逆变器或所述第二逆变器调制波随正弦规律变化且其幅值总小于载波幅值，即不存在过调制现象，并忽略滤波电感L3上的基波压降和相角偏移，近似认为滤波电容电压uc和所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电压基波ui1相等，则可以得到
Figure FDA0002514403660000032
式中，m为调制度，有0≤m≤1；sin(ω1t)为正弦信号；
根据以上两式，可以得到
Figure FDA0002514403660000033
由上式，可以得到一个开关周期内所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电压的平均值uiavg为
Figure FDA0002514403660000034
S3:联立公式，得到占空比D的表达式，有
Figure FDA0002514403660000035
对于固定的调制度m，对上式求极值，有
Figure FDA0002514403660000036
S4:假定直流母线电压udc稳定且开关频率fs不变，所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电流纹波最大值Δi1pmax与所述第一逆变器或所述第二逆变器侧电感L1的大小成反比，L1取值越大，所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电流的纹波越小，用比例因子SFi1表示允许的最大电流纹波占所述第一逆变器或所述第二逆变器额定输出电流幅值i1m的比例，则有
Δi1p≤Δi1pmax≤SFi1i1m
已知允许的最大电流纹波比例SFi1，联立以上两式，即可以确定所述第一逆变器或所述第二逆变器侧电感L1的取值下限为
Figure FDA0002514403660000041
S5:只考虑所述第一逆变器或所述第二逆变器交流侧各变量的基波分量，并忽略流过电容支路的电流，可以得到系统交流侧变量间的关系满足
Figure FDA0002514403660000042
式中，i2m为并网电流峰值；uLtm为总滤波电感上压降峰值；uim为所述第一逆变器或所述第二逆变器输出电压峰值；ugm为电网电压峰值；
S6:直流电压利用率Av为所述第一逆变器或所述第二逆变器输出相电压基波峰值与直流母线电压的比值为：
Figure FDA0002514403660000043
当选择双极性SPWM调制方式时，直流电压利用率Av≤1/2；结合上式，即可以得到总滤波电感Lt的取值上限，有
Figure FDA0002514403660000044
当系统工作在单位功率因数时，额定并网电流峰值可以表示为
Figure FDA0002514403660000045
式中，P为系统的额定并网功率；
根据以上两式，可以得到
Figure FDA0002514403660000051
式中，
Figure FDA0002514403660000052
即有udc＞2ugm；
S7:将网侧电感L2与所述第一逆变器或所述第二逆变器侧电感L1的比值k代入上式，可以得到所述第一逆变器或所述第二逆变器侧电感L1的取值范围为
Figure FDA0002514403660000053
定义基准阻抗Zb为系统运行在单位功率因数时的等效阻抗，即有
Figure FDA0002514403660000054
滤波电容C的基频阻抗Zc为
Figure FDA0002514403660000055
取滤波电容的基频阻抗Zc与基准阻抗Zb的最小比例为SFZC，即有
Figure FDA0002514403660000056
联立以上两个公式，即可得到滤波电容C的取值上限，有
Figure FDA0002514403660000057
6.如权利要求1所述的再生制动能量回馈系统，其特征在于，所述第一和第二动态电压恢复器包括三组LC滤波器以及一三相三桥臂电压源型逆变器，所述第一交流滤波器和第二交流滤波器分别输出的三相电压ua、ub、uc的输出端分别并联一组LC滤波器，LC滤波器由一滤波电容和一滤波电阻串联而成，三组LC滤波器的滤波电容的输出端相互并联并接地，所述每组LC滤波器的输入端与三相三桥臂电压源型逆变器三个输出端各自连接，所述三相三桥臂电压源型逆变器的输出端为电压叠加后的输出端。
7.如权利要求6所述的再生制动能量回馈系统，其特征在于，所述动态电压恢复器的同相位补偿方法为电压电流双闭环控制，外环为电压环，内环为电流环。
8.如权利要求1-7任一项所述的再生制动能量回馈系统，其特征在于，所述检测回路装置包括第一电压传感器，用于检测直流电压；第一电流传感器，用于检测第一和第二逆变器交流侧电流；第二电压传感器，用于检测分别与第一、第二逆变器连接的第一、第二交流滤波器滤波后的电压。
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