CN108155820A - 一种混合整流器运行能量优化的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种混合整流器运行能量优化的方法，包括：计算三相单开关Boost整流器SSTPBR的功率器件损耗；计算PWM整流器的损耗；计算混合整流器的输入功率、输出功率、效率；计算混合整流器损耗最小值α，并判断混合整流器的器件损耗算式是否存在损耗最小值。根据求取功率损耗最小时的α值，调整混合整流器中两并联整流器SSTPBR和PWM整流器输入电流波形，使混合整流器运行于开关损耗最小状态，该方法可以优化混合整流器输入的能量，提高运行效率，提高功率密度。

Description

一种混合整流器运行能量优化的方法
技术领域
本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种混合整流器运行能量优化的方法。
背景技术
整流器广泛应用于分布式新能源、电能质量补偿、高压直流输电、电气传动等领域，逐步向功率因数可调整、大容量、高功率密度方向发展。其中三相混合整流器是将低频整流器与高频整流器并联组合而成，可达到高功率密度、高功率因数、高效率、高可靠性的大容量整流器。如图1所示的，这种混合整流器通常由三相单开关Boost整流器(SingleSwitch Three-Phase Boost Rectifier,SSTPBR)与PWM整流器并联构成，其拓扑结构属于三相电压型整流器即三相VSR。根据PWM整流器结构不同，混合整流器可以分为两电平或多电平，单向或双向结构类型。图2a示出了T型三电平单向混合整流器，图2b示出了两电平双向混合整流器。
电能变换效率是电力变换器系统性能的一项重要指标，目前针对混合整流器的研究都没有设计系统能效以及如何提高系统能效，导致现有的混合整流器的能效不佳。
发明内容
针对现有技术中存在的问题，本发明实施例要解决的技术问题是提出一种能够提高混合整流器电能利用率的优化方法，至少部分的解决现有技术中存在的问题。
为了解决上述问题，本发明实施例提出了一种混合整流器运行能量优化的方法，包括以下步骤：
步骤1、混合整流器由两并联整流器SSTPBR和PWM整流器构成，分别计算SSTPBR的功率器件损耗；计算PWM整流器的功率器件损耗；通过以下公式计算混合整流器的总损耗：
Phybrid_SH＝Ppwm+PSS
其中Phybrid_SH为混合整流器的功率器件损耗，Ppwm为PWM整流器的功率器件损耗，PSS为SSTPBR的功率器件损耗；
步骤2、根据SSTPBR、PWM整流器中选定的功率开关器件分别列写以功率配比系数α为变量的功率器件损耗表达式(下面两部分分别描述两种整流器功率损耗计算方法)，其中，α为输入SSTPBR有功功率占混合整流器总输入有功功率的比例，β为输入PWM整流器有功功率占系统总输入有功功率的比例，α+β＝1，这里主要采用α参量作为功率配比。经整理后的损耗表达式是关于功率配比系数α的二阶方程，其中a1、a2、a3为SSTPBR功率损耗Pss的常系数、b1、b2、b3为PWM整流器功率损耗Ppwm的常系数。两种整流器器件损耗表达式如下所示：
PSS＝a1+a2α+a3α2
Ppwm＝b1+b2(1-α)+b3(1-α)2
步骤3、将两整流器损耗叠加为混合整流器总器件损耗Phybrid_SH，其表达式如下所示：
Phybrid_SH＝a1+a2α+a3α2+b1+b2(1-α)+b3(1-α)2
求Phybrid_SH取最小值时的功率配比α，表达式如下所示：
minJ[α]＝Phybrid_SH(α)；
根据求取的功率配比α对SSTPBR和PWM整流器的器件参数进行调整，即：
当1>α>0时，Ppwm、Pss的器件功率损耗匹配，即Ppwm、Pss的器件功率损耗具有可比性，则选取合适的功率配比α以可实现混合整流器功率损耗最小：即当α＝(b2+2b3-a2)/2(a3+b3)时，混合整流器损耗最小；
当α>＝1，Ppwm>>Pss，Ppwm、Pss的器件功率损耗不匹配，需要调整PWM整流器中的器件，选取损耗较小的功率器件，直到总器件损耗最小时，满足1>α>0，然后求取功率损耗最小时的功率配比α；
当α<＝0，Pss>>Ppwm，Ppwm、Pss的器件功率损耗不匹配，需要调整SSTPBR中的器件，选取损耗较小的功率器件，直到总器件损耗最小时，满足1>α>0，然后求取功率损耗最小时的功率配比α。
步骤4、混合整流器输入总电流为正弦电流，调整两并联整流器即SSTPBR和PWM整流器的输入电流波形，使整流器的功率配比达到α，，从而实现混合整流器器件损耗最小，提高能量利用率，提高运行效率。
下面两部分分别描述三种典型的电流分配方式，即：
这种类型的混合整流器中SSTPBR电路拓扑结构相同，而PWM整流器电路拓扑结构不同，下面计算损耗是以图2a拓扑结构中的功率器件作为算例进行计算的，每种损耗标注了对应图中的功率器件标号。
下面的内容说明功率配比α与混合整流器中两并联整流器SSTPBR及PWM整流器输入电流有效值的关系，即调整两并联整流器SSTPBR及PWM整流器输入电流波形就相应调整了功率配比α，从而混合整流器的最小功率损耗对应的功率配比α，可以通过调整相应的输入电流来实现混合整流器的能量优化。
其中，所述方法还包括：输入电流波形与混合整流器的功率配比α的关系，以下部分分别描述典型电流波形与功率配比α关系(本部分推导了SSTPBR输入电流波形为平顶波时的功率配比α值，下一部分推导了SSTPBR输入电流波形为圆弧波形和三角波形的功率配比α值)。通过调整电流波形达到功率配比α值，为混合整流器运行能量优化，提供可靠方法和依据。具体包括：
混合整流器的功率为Pin＝3UI＝Po＝UoIo；其中Pin为输入有功功率；U为交流侧输入相电压有效值；I为交流侧输入相电流有效值；PO为输出有功功率；UO为直流侧输出电压；IO为直流侧输出负载电流；
其中SSTPBR和PWM整流器并联，其正、负半周波形对称，因此在0≤ωt≤π范围内的a相电流参数取值，SSTPBR电路中输入电流为平顶波，则电压输出控制量配比：
Pin-pd＝UpnIb-pd
其中Upn为SSTPBR回路中三相不控整流桥输出电压有效值，Upn＝2.34U；Ib-pd为SSTPBR回路电流为平顶波的有效值Ib-pb＝I/21/2；Pin-pd为SSTPBR电流波形为平顶波的输入功率；
其中α为输入SSTPBR有功功率占系统总输入有功功率的比例，Pin-pwm为PWM整流器输入功率，β为输入PWM整流器有功功率占系统总输入有功功率的比例，其中α+β＝1。
其中，所述方法还包括(上部分推导了SSTPBR输入电流波形为平顶波时的功率配比α值，而本一部分推导了SSTPBR输入电流波形为圆弧波形和三角波形的功率配比α值)：
SSTPBR回路电流为圆弧波和三角波两种典型电流波形的有效值计算及功率配比数值：
其中，电流Ib-yh、Ib-sj和功率配比αyh、αsj、βyh、βsj变量中的下角标yh代表SSTPBR回路电流波形为圆弧波，sj代表SSTPBR回路电流波形为三角波。
其中，所述SSTPBR和PWM整流器并联，且输入功率与输入电流有效值有关；其中两个并联整流器单相输入有效电流Izi、Ivi表示为
Ivi＝kv(1-α)I
其中kz、kv为并联整流器支路电流有效值与总电流有效值、功率配比间的关系系数。
其中，所述步骤1中的计算三相单开关Boost整流器SSTPBR的功率器件损耗，具体包括以下步骤：
分别计算开关器件IGBT(Sb)损耗PSS_IGBT、升压二极管损耗PSS_DIO(Db)、三相不控整流器二极管损耗PSS_DIO_ZL(DbR)；并计算SSTPBR的功率器件损耗PSS：
PSS＝PSS_IGBT+PSS_DIO+PSS_DIO_ZL；
具体包括：
步骤1A、计算开关器件IGBT损耗PSS_IGBT，
PSS_IGBT＝PSS_IGBT_DT+PSS_IGBT_KG；
其中PSS_IGBT_DT为IGBT导通所消耗的能量，PSS_IGBT_KG为IGBT开关所消耗的能量；具体包括：
通过以下公式计算单位时间内IGBT开关所消耗的能量为
PSS_IGBT_KG＝fSS_SW(Eon+Eoff)
其中fss_sw为IGBT开关频率，Eon为IGBT开通一次的能量，Eoff为IGBT关断一次的能量；器件数据资料提供的开关能量，是在一定参考电压、电流条件下测得的，可根据需要进行线性化折算，其IGBT的开关损耗折算公式为
PSS_IGBT_KG＝fSS_SW(Eon_ref+Eoff_ref)(Iss_c/Ic_ref)(Vss_ce/Vce_ref)
其中IGBT在参考集电极电流、集射极电压(Ic_ref、Vce_ref)条件下测定开通、关断能量为Eon_ref、Eoff_ref，参量由器件手册获得；Iss_c为IGBT实际工作电流Iss_c＝kzαID1/2，Vss_ce为实际工作电压Vss_ce＝UDC；
通过以下公式计算IGBT导通所消耗的能量：在一个开关周期内IGBT导通状态产生的损耗为
PSS_IGBT_DT＝(Vss_ce_T0+rss_ceIss_c)Iss_cD (10)
其中Vss_ce_T0为IGBT导通门槛电压，rss_ce为IGBT动态导通电阻，且rss_ce＝ΔVss_ce/Δiss_c，ΔVss_ce、Δiss_c分别为集射极动态电压变化量与集电极动态电流变化量，Iss_c为IGBT实际工作的集电极电流，D为整流回路稳态下的平均占空比；
步骤1B、计算升压二极管损耗PSS_DIO，
PSS_DIO＝2(PSS_DIO_DT+PSS_DIO_FX+PSS_DIO_KG)
其中PSS_DIO为升压二极管损耗，PSS_DIO_DT为升压二极管导通损耗，PSS_DIO_FX为升压二极管反向阻断损耗，PSS_DIO_KG为升压二极管开关损耗；具体包括：
通过以下公式计算升压二极管的导通损耗PSS_DIO_DT：
PSS_DIO_DT＝(Vss_dio_F0+rss_dio_FIss_dio_F)Iss_dio_F(1-D)
其中Vss_dio_F0为二极管导通门槛电压，rss_dio_F为器件动态导通电阻，且rss_dio_F＝ΔVss_dio_F/Δiss_dio_F，ΔVss_dio_F、Δiss_dio_F分别为二极管动态导通电压的变化量和动态导通电流变化量，Iss_dio_F为二极管导通电流，且Iss_dio_F＝kzαI(1-D)1/2；
通过以下公式计算升压二极管的反向阻断损耗PSS_DIO_FX：
PSS_DIO_FX＝VrIr＝Vss_dio_rIss_dio_r_ref(Vss_dio_r/Vss_dio_r_ref)D
其中Vss_dio_r为二极管截止承受的反向电压，Iss_dio_r_ref为器件手册提供的二极管在参考反向电压Vss_dio_r_ref时的反向漏电流；
通过以下公式计算升压二极管的开关损耗PSS_DIO_KG：开关损耗是二极管正向导通转为反向阻断瞬间产生的反向恢复损耗：
其中Vss_dio_rrm为二极管反向峰值电压，Iss_dio_rrm为二极管反向峰值电流，tss_dio_rr为反向恢复时间，fss_sw为导通关断频率；
由于在BOOST升压回路中串联了两只功率二极管，因此升压二极管损耗为：
PSS_DIO＝2(PSS_DIO_DT+PSS_DIO_FX+PSS_DIO_KG)
步骤1C、利用与步骤1B相同的算法，计算三相不控整流器二极管损耗PSS_DIO_ZL。
其中，所述步骤1中的计算PWM整流器的损耗，具体包括：
分别计算PWM整流器的开关器件IGBT(S12、S21、S23、S32、S13、S31)损耗Ppwm_IGBT、反并联续流二极管损耗Ppwm_DIO_XL(与IGBT反并联的体二极管)、快恢复二极管损耗Ppwm_DIO_ZL(Dvn)；并计算PWM整流器的损耗Ppwm：
Ppwm＝Ppwm_IGBT+Ppwm_DIO_XL+Ppwm_DIO_ZL；
混合整流器中一共有6只IGBT工作于PWM整流器中；具体包括：
步骤1a、通过以下公式计算PWM整流器的开关器件IGBT损耗
Ppwm_IGBT＝6(Ppwm_IGBT_DT+Ppwm_IGBT_KG)；
其中Ppwm_IGBT_DT为单管IGBT的导通损耗，通过以下公式计算：
其中Vpwm_IGBT_T0为IGBT导通门槛电压，rpwm_IGBT_ce为IGBT动态导通电阻，m为PWM调制比，kv(1-α)I为输入电流；
其中Ppwm_IGBT_KG为单管IGBT的开关损耗，通过以下公式计算
Ppwm_IGBT_KG＝fpwm_sw(Epwm_IGBT_on+Epwm_IGBT_off)
其中fpwm_sw为PWM整流器调制频率，即为IGBT开关频率，Epwm_IGBT_on、Epwm_IGBT_on分别为IGBT一个开关周期内导通、关断损耗；根据器件的数据手册将标准测试条件下的参数线性折算为实际应用的参数，折算后的损耗公式为
步骤1b、通过以下公式计算反并联续流二极管损耗Ppwm_DIO_XL：
Ppwm_DIO_XL＝6(Ppwm_DIOXL_DT+Ppwm_DIOXL_KG)；
其中Ppwm_DIOXL_DT为反并联续流二极管的导通损耗，通过以下公式计算：
其中Vpwm_DIO_F0为续流二极管导通门槛电压，rpwm_DIO_F为续流二极管动态导通电阻；
其中Ppwm_DIOXL_KG为反并联续流二极管的开关损耗，是利用数据手册中标准测试参数进行线性折算，其开关损耗公式为
其中Epwm_dio_rec_ref是在一个开关周期中导通电流为Ipwm_dio_F_ref，反向电压为Vpwm_dio_r_ref条件下的反向恢复能量；
步骤1c、利用与步骤1b相同的算法，通过快恢复二极管的导通损耗、反向阻断损耗和开关损耗，计算快恢复二极管损耗Ppwm_DIO_ZL。
本发明的上述技术方案的有益效果如下：上述技术方案提出了一种混合整流器的优化方法，能够计算三相单开关Boost整流器SSTPBR的功率器件损耗和计算PWM整流器的损耗，并以此计算混合整流器的整体损耗，从而通过调整SSTPBR的功率器件损耗和计算PWM整流器的损耗，达到混合整流器的整体损耗最小。
附图说明
图1为现有技术中的混合整流器的结构示意图，其由SSTPBR与PWM整流器并联构成；
图2a为T型三电平单向混合整流器的结构示意图；
图2b为两电平双向混合整流器的结构示意图；
图3为本发明实施例的混合整流器的优化方法的流程图；
图4a为SSTPBR电路示意图；图4b为PWM整流器电路示意图；图4c为SSTPBR和PWM整流器并联形成混合整流器，以T型三电平单向混合整流器为例说明；
图5a-图5c为三幅图是不同功率配比α时，混合整流器中SSTPBR与PWM整流器输入电流波形；两种波形叠加为正弦波形；izi+ivi＝ii，(i＝a,b,c)。
具体实施方式
为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。
本发明提供一种混合整流器运行能量优化的方法，包括：计算三相单开关Boost整流器(Single Switch Three-Phase Boost Rectifier,SSTPBR)的功率器件损耗；计算PWM整流器的功率器件损耗；计算混合整流器满足损耗最小值时的功率配比α，通过α大小判断混合整流器是否存在损耗最小值；根据配比α值优化混合整流器功率器件，合理选择混合整流器功率器件，使混合整流器功率损耗存在最小值；根据功率配比α调整输入电流波形，以满足功率配比要求，实现混合整流器运行中功率损耗最小，即：当1>α>0，Ppwm(PWM整流器的功率器件损耗)、Pss(SSTPBR的功率器件损耗)的器件功率损耗匹配(具有可比性)，存在最小损耗，求取功率损耗最小时的α，即当α＝(b2+2b3-a2)/2(a3+b3)时，系统损耗最小，通过调整混合整流器中两并联整流器SSTPBR和PWM整流器输入电流波形，以满足最小损耗的功率配比α，此时混合整流器运行于开关损耗最小状态；当α>＝1时，最小损耗不存在，且Ppwm>>Pss，需要调整PWM整流器中的器件，选取损耗较小的功率器件，直到达到存在最小损耗的条件，同样，根据求取功率损耗最小时的α值，调整混合整流器中两并联整流器SSTPBR和PWM整流器输入电流波形，使混合整流器运行于开关损耗最小状态；当α<＝0时，最小损耗不存在，且Ppwm<<Pss，需要调整SSTPBR中的器件，选取损耗较小的功率器件，直到达到存在最小损耗的条件，同样，根据求取功率损耗最小时的α值，调整混合整流器中两并联整流器SSTPBR和PWM整流器输入电流波形，使混合整流器运行于开关损耗最小状态，该方法可以优化混合整流器输入的能量，提高运行效率，提高功率密度。
具体的，如图3所示的，本发明实施例提出了一种混合整流器，能够针对输入电流波形对混合整流器的系统功率配比、电能变换效率的影响进行详细研究，从而提出了一种估算系统损耗的技术方案，并以此来调节输入电流波形，最终实现优化混合整流器的输入功率的效果，以提高混合整流器电能变换效率，实现系统的高功率密度。
(一)几种典型输入电流波形的功率配比的研究：
混合整流器电压外环控制量作为电流内环给定量，根据两并联整流器分别占整个混合整流器有功功率比例来分配电流环控制的给定量。
为简化分析，假设系统是无损耗的，混合整流器交流侧输入有功功率与直流输出有功功率恒等，且工作于单位功率因数，其功率表达式为
Pin＝3UI＝Po＝UoIo (1)
在公式1中，Pin为输入有功功率；U为交流侧输入相电压有效值；I为交流侧输入相电流有效值；PO为输出有功功率；UO为直流侧输出电压；IO为直流侧输出负载电流。
两并联整流器输入电流的正、负半周波形对称，因此在0≤ωt≤π范围内的a相电流参数取值，以SSTPBR电路中输入电流为平顶波为例，推导电压输出控制量配比：
Pin-pd＝UpnIb-pd (2)
在公式2中，Upn为SSTPBR回路中三相不控整流桥输出电压有效值，Upn＝2.34U；Ib-pd为SSTPBR回路电流为平顶波的有效值Ib-pb＝I/21/2；Pin-pd为SSTPBR电流波形为平顶波的输入功率。
在公式3中，α为输入SSTPBR有功功率占系统总输入有功功率的比例，Pin-pwm为PWM整流器输入功率，β为输入PWM整流器有功功率占系统总输入有功功率的比例，其中α+β＝1。
在本发明实施例中SSTPBR回路电流为圆弧波和三角波两种典型电流波形的有效值计算及功率配比数值。
在公式4和公式5中，电流Ib-yh、Ib-sj和功率配比αyh、αsj、βyh、βsj变量中的下角标yh代表SSTPBR回路电流波形为圆弧波，sj代表SSTPBR回路电流波形为三角波。
两个并联整流器输入功率与输入电流有效值有关。由此可以看出，改变输入电流波形就可以改变两并联整流器功率配比。其中两个并联整流器单相输入有效电流Izi、Ivi表示为
Ivi＝kv(1-α)I (7)
公式6和公式7中kz、kv为并联整流器支路电流有效值与总电流有效值、功率配比间的关系系数。
基于以上研究可以看出，通过调节输入电流波形能够最终实现优化混合整流器的输入功率。
(二)混合整流器能效优化策略：
研究电能变换器的能效时需要分析影响能效的因素：系统的损耗及安全可靠性；其中系统的损耗包括电能变换器中电子或电磁元件运行过程产生的损耗，以及与电能质量有关的损耗。如果混合整流器运行在单位功率因数下且电流畸变率较低，则与电能质量有关的损耗可忽略不计；因此本发明实施例中，是通过系统元件损耗对能效的影响及优化策略来实现混合整流器优化的目的。电能变换器损耗主要是功率器件损耗，包括：开关损耗和导通损耗。
图4a为SSTPBR电路示意图；图4b为PWM整流器电路示意图；图4c为SSTPBR和PWM整流器并联形成混合整流器，以T型三电平单向混合整流器为例说明。
首先分别研究混合整流器两并联整流电路功率器件的损耗。正如背景技术中提到的，混合整流器通常是由三相单开关Boost整流器(Single Switch Three-Phase BoostRectifier,简称SSTPBR)与PWM整流器并联构成，因此在计算整个混合整流器的损耗时，需要分别计算SSTPBR功率器件损耗和PWM整流器损耗。
(1)SSTPBR功率器件损耗计算：SSTPBR中功率器件包括三相不可控整流器、升压主控管IGBT及功率二极管，因此SSTPBR功率器件损耗为：开关器件IGBT损耗PSS_IGBT+升压二极管损耗PSS_DIO+三相不控整流器二极管损耗PSS_DIO_ZL；即：
PSS＝PSS_IGBT+PSS_DIO+PSS_DIO_ZL。
1、开关器件IGBT损耗PSS_IGBT：
(1.1)开关损耗
单位时间内IGBT开关所消耗的能量为
PSS_IGBT_KG＝fSS_SW(Eon+Eoff) (8)
在公式8中，fss_sw为IGBT开关频率，Eon为IGBT开通一次的能量，Eoff为IGBT关断一次的能量。器件数据资料提供的开关能量，是在一定参考电压、电流条件下测得的，可根据需要进行线性化折算，其IGBT的开关损耗折算公式为
PSS_IGBT_KG＝fSS_SW(Eon_ref+Eoff_ref)(Iss_c/Ic_ref)(Vss_ce/Vce_ref) (9)
在公式9中，IGBT在Ic_ref、Vce_ref条件下测定开通、关断能量为Eon_ref、Eoff_ref，参量由器件手册获得；Iss_c为IGBT实际工作电流Iss_c＝kzαID1/2，Vss_ce为实际工作电压Vss_ce＝UDC。
(1.2)导通损耗：在一个开关周期内IGBT导通状态产生的损耗为
PSS_IGBT_DT＝(Vss_T0+rss_ceIss_c)Iss_cD (10)
在公式10中，Vss_ce_T0为IGBT导通门槛电压，rss_ce为IGBT动态导通电阻，且rss_ce＝ΔVss_ce/Δiss_c，Iss_c为IGBT实际工作电流，D为整流回路稳态下的平均占空比。
IGBT损耗为：
PSS_IGBT＝PSS_IGBT_DT+PSS_IGBT_KG。
2、升压二极管损耗PSS_DIO：二极管损耗PSS_DIO包括导通损耗PSS_DIO_DT+反向阻断损耗及开关损耗PSS_DIO_FX。
(2.1)导通损耗PSS_DIO_DT：二极管在一个开关周期内产生的导通损耗为
PSS_DIO_DT＝(Vss_dio_F0+rss_dio_FIss_dio_F)Iss_dio_F(1-D) (11)
在公式11中，Vss_dio_F0为二极管导通门槛电压，rss_dio_F为器件动态导通电阻，且rss_dio_F＝ΔVss_dio_F/Δiss_dio_F，Iss_dio_F为二极管导通电流，且Iss_dio_F＝kzαI(1-D)1/2。
(2.2)反向阻断损耗PSS_DIO_FX：反向阻断损耗根据器件手册提供的测试参数进行线性折算得到，计算公式为：
PSS_DIO_FX＝VrIr＝Vss_dio_rIss_dio_r_ref(Vss_dio_r/Vss_dio_r_ref)D (12)
在公式12中，Vss_dio_r为二极管截止承受的反向电压，Iss_dio_r_ref为器件手册提供的二极管在参考反向电压Vss_dio_r_ref时的反向漏电流。
(2.3)开关损耗PSS_DIO_KG：开关损耗是二极管正向导通转为反向阻断瞬间产生的反向恢复损耗，开关损耗可以通过以下公式计算：
在公式13中，Vss_dio_rrm为二极管反向峰值电压，Iss_dio_rrm为二极管反向峰值电流，tss_dio_rr为反向恢复时间，fss_sw为导通关断频率。
由于在BOOST升压回路中串联了两只功率二极管，因此升压二极管损耗为：
PSS_DIO＝2(PSS_DIO_DT+PSS_DIO_FX+PSS_DIO_KG)。
3、三相不控整流器二极管损耗PSS_DIO_ZL：三相不控整流器二极管损耗PSS_DIO_ZL与Boost电路中二极管损耗计算方法相同，也是需要根据整流二极管SSTPBR电路中工作数据(电压、电流)以及器件手册的参数来确定损耗。
因此，SSTPBR功率器件损耗为：开关器件IGBT损耗PSS_IGBT+升压二极管损耗PSS_DIO+三相不控整流器二极管损耗PSS_DIO_ZL；即：
PSS＝PSS_IGBT+PSS_DIO+PSS_DIO_ZL。
(2)PWM整流器功率器件损耗Ppwm＝Ppwm_IGBT+Ppwm_DIO_XL+Ppwm_DIO_ZL计算：
以T型三电平单向PWM整流器为例，功率器件包括：由带反并联续流二极管的IGBT反向串联构成双向功率开关，以及用于实现单向导通的快恢复二极管。不同于SSTPBR中功率器件的导通损耗计算方法，PWM整流器的功率器件导通损耗与整流器的调制方法有关，PWM整流器一般采用SPWM或SVPWM等调制方法：
1、开关器件IGBT损耗：Ppwm_IGBT＝6(Ppwm_IGBT_DT+Ppwm_IGBT_KG)；其中，
(1.1)导通损耗Ppwm_IGBT_DT：单管IGBT的导通损耗计算公式为
在公式14中，Vpwm_IGBT_T0为IGBT导通门槛电压，rpwm_IGBT_ce为IGBT动态导通电阻，m为PWM调制比，kv(1-α)I为输入电流。
现有的混合整流器中一共有6只IGBT工作于PWM整流器中。
(1.2)开关损耗：这里开关损耗同样与单次开关损耗及开关频率有关，其损耗计算公式为
Ppwm_IGBT_KG＝fpwm_sw(Epwm_IGBT_on+Epwm_IGBT_off) (15)
在公式15中，fpwm_sw为PWM整流器调制频率，即为IGBT开关频率，Epwm_IGBT_on、Epwm_IGBT_on分别为IGBT一个开关周期内开关损耗。根据器件的数据手册将标准测试条件下的参数线性折算为实际应用的参数，折算后的损耗公式为
PWM整流器IGBT的损耗为
Ppwm_IGBT＝6(Ppwm_IGBT_DT+Ppwm_IGBT_KG)。
2、反并联续流二极管损耗：
(2.1)导通损耗Ppwm_DIOXL_DT：二极管的导通损耗与PWM整流器的调制方式有关，其损耗公式为
在公式17中，Vpwm_dio_F0为续流二极管导通门槛电压，rpwm_dio_F为续流二极管动态导通电阻。
(2.2)开关损耗Ppwm_dio_KG：利用数据手册中标准测试参数进行线性折算，其开关损耗公式为
在公式18中，Epwm_dio_rec_ref是在一个开关周期中导通电流为Ipwm_dio_F_ref，反向电压为Vpwm_dio_r_ref条件下的反向恢复能量。该PWM整流器中IGBT反并联续流二极管有六只，因此该整流器的损耗为
Ppwm_DIO_XL＝6(Ppwm_DIOXL_DT+Ppwm_DIOXL_KG)。
(2.3)快恢复二极管损耗Ppwm_DIO_ZL包括：导通损耗、反向阻断损耗和开关损耗，可参照升压二极管计算公式，需要根据器件型号带入相关参数。
这样PWM整流器功率器件损耗为：Ppwm＝Ppwm_IGBT+Ppwm_DIO_XL+Ppwm_DIO_ZL。
根据SSTPBR功率器件损耗和PWM整流器损耗计算出整个混合整流器的损耗后，可以根据混合整流器的损耗进行电能变换效率优化。
其中，电能变换效率优化策略包括：
1、计算混合整流器功率器件损耗：Phybrid_SH＝Ppwm+PSS；
2、计算整流器输入、输出功率及效率：
通过对功率器件损耗的前述研究可以看出，器件损耗与输入电流有关，而输入电流与功率配比成正比；因此混合整流器的器件损耗是以功率配比为变量的表达式。整流器功率损耗越小，系统的电能变换效率越高。
minJ[α]＝Phybrid_SH(α) (20)
ηMAX＝Po/(Phybrid_SH_MIN+Po) (21)
因此，本发明实施例提出的混合整流器的电能变换效率优化方法包括：
步骤1、将前述的混合整流器中两并联整流器的器件损耗带入参数，经过整理可写为如公式22所示的通用表达式，其中a1、a2、a3、b1、b2、b3为常系数：
步骤2、判断混合整流器的器件损耗算式是否存在损耗最小值，即：
当1>α>0，Ppwm、Pss的器件功率损耗具有可比性，选取合适的功率配比实现功率损耗最小，即当α＝(b2+2b3-a2)/2(a3+b3)时，系统损耗最小。
当α>＝1，Ppwm>>Pss，需要调整PWM整流器中的器件，选取损耗较小的功率器件；
当α<＝0，Pss>>Ppwm，需要调整SSTPBR中的器件，选取损耗较小的功率器件。
因此，计算混合整流器功率器件总损耗，求取最小损耗的功率配比α，一方面评价功率器件选择的合理性，在满足系统额定功率基础上选择功率损耗小的器件，根据调制比α的范围确定调整哪部分整流器的功率器件，另一方面可通过调节两并联整流器功率配比，实现降低损耗，提高系统能效。
如图5a、图5b、图5c所示的为是不同功率配比α时，混合整流器中SSTPBR与PWM整流器输入电流波形。红色波形与蓝色波形叠加为正弦波形，izi+ivi＝ii，(i＝a,b,c)；其中图5a中α＝0.78，图5b中α＝0.72、图5c中α＝0.55。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种混合整流器运行能量优化的方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、混合整流器由两并联整流器SSTPBR和PWM整流器构成，分别计算SSTPBR的功率器件损耗；计算PWM整流器的功率器件损耗；通过以下公式计算混合整流器的总损耗：
Phybrid_SH＝Ppwm+PSS
其中Phybrid_SH为混合整流器的功率器件损耗，Ppwm为PWM整流器的功率器件损耗，PSS为SSTPBR的功率器件损耗；
步骤2、根据SSTPBR、PWM整流器中选定的功率开关器件分别列写以功率配比系数α为变量的功率器件损耗表达式；其中，α为输入SSTPBR有功功率占混合整流器总输入有功功率的比例，β为输入PWM整流器有功功率占系统总输入有功功率的比例，α+β＝1，这里主要采用α参量作为功率配比；经整理后的损耗表达式是关于功率配比系数α的二阶方程，其中a1、a2、a3为SSTPBR功率损耗Pss的常系数、b1、b2、b3为PWM整流器功率损耗Ppwm的常系数；两种整流器器件损耗表达式如下所示：
PSS＝a1+a2α+a3α2
Ppwm＝b1+b2(1-α)+b3(1-α)2
步骤3、将两整流器损耗叠加为混合整流器总器件损耗Phybrid_SH，其表达式如下所示：
Phybrid_SH＝a1+a2α+a3α2+b1+b2(1-α)+b3(1-α)2
求Phybrid_SH取最小值时的功率配比α，表达式如下所示：
minJ[α]＝Phybrid_SH(α)；
根据求取的功率配比α对SSTPBR和PWM整流器的器件参数进行调整，即：
当1>α>0时，Ppwm、Pss的器件功率损耗匹配，即Ppwm、Pss的器件功率损耗具有可比性，则选取合适的功率配比α以可实现混合整流器功率损耗最小：即当α＝(b2+2b3-a2)/2(a3+b3)时，混合整流器损耗最小；
当α>＝1，Ppwm>>Pss，Ppwm、Pss的器件功率损耗不匹配，需要调整PWM整流器中的器件，选取损耗较小的功率器件，直到总器件损耗最小时，满足1>α>0，然后求取功率损耗最小时的功率配比α；
当α<＝0，Pss>>Ppwm，Ppwm、Pss的器件功率损耗不匹配，需要调整SSTPBR中的器件，选取损耗较小的功率器件，直到总器件损耗最小时，满足1>α>0，然后求取功率损耗最小时的功率配比α；
步骤4、混合整流器输入总电流为正弦电流，调整两并联整流器即SSTPBR和PWM整流器的输入电流波形，使整流器的功率配比达到α，从而实现混合整流器器件损耗最小，提高能量利用率，提高运行效率。
2.根据权利要求1所述的混合整流器运行能量优化的方法，其特征在于，所述方法还包括：
混合整流器的功率为Pin＝3UI＝Po＝UoIo；其中Pin为输入有功功率；U为交流侧输入相电压有效值；I为交流侧输入相电流有效值；PO为输出有功功率；UO为直流侧输出电压；IO为直流侧输出负载电流；
其中SSTPBR和PWM整流器并联，其正、负半周波形对称，因此在0≤ωt≤π范围内的a相电流参数取值，SSTPBR电路中输入电流为平顶波，则电压输出控制量配比：
Pin-pd＝UpnIb-pd
其中Upn为SSTPBR回路中三相不控整流桥输出电压有效值，Upn＝2.34U；Ib-pd为SSTPBR回路电流为平顶波的有效值Ib-pb＝I/21/2；Pin-pd为SSTPBR电流波形为平顶波的输入功率；
其中α为输入SSTPBR有功功率占系统总输入有功功率的比例，Pin-pwm为PWM整流器输入功率，β为输入PWM整流器有功功率占系统总输入有功功率的比例，其中α+β＝1。
3.根据权利要求2所述的混合整流器运行能量优化的方法，其特征在于，所述方法还包括：
SSTPBR回路电流为圆弧波和三角波两种典型电流波形的有效值计算及功率配比数值：
其中，电流Ib-yh、Ib-sj和功率配比αyh、αsj、βyh、βsj变量中的下角标yh代表SSTPBR回路电流波形为圆弧波，sj代表SSTPBR回路电流波形为三角波。
4.根据权利要求3所述的混合整流器运行能量优化的方法，其特征在于，所述SSTPBR和PWM整流器并联，且输入功率与输入电流有效值有关；其中两个并联整流器单相输入有效电流Izi、Ivi表示为
Ivi＝kv(1-α)I
其中kz、kv为并联整流器支路电流有效值与总电流有效值、功率配比间的关系系数。
5.根据权利要求1所述的混合整流器运行能量优化的方法，其特征在于，所述步骤1中的计算三相单开关Boost整流器SSTPBR的功率器件损耗，具体包括以下步骤：
分别计算开关器件IGBT损耗PSS_IGBT、升压二极管损耗PSS_DIO、三相不控整流器二极管损耗PSS_DIO_ZL；并计算SSTPBR的功率器件损耗PSS：
PSS＝PSS_IGBT+PSS_DIO+PSS_DIO_ZL；
具体包括：
步骤1A、计算开关器件IGBT损耗PSS_IGBT，
PSS_IGBT＝PSS_IGBT_DT+PSS_IGBT_KG；
其中PSS_IGBT_DT为IGBT导通所消耗的能量，PSS_IGBT_KG为IGBT开关所消耗的能量；具体包括：
通过以下公式计算单位时间内IGBT开关所消耗的能量为
PSS_IGBT_KG＝fSS_SW(Eon+Eoff)
其中fss_sw为IGBT开关频率，Eon为IGBT开通一次的能量，Eoff为IGBT关断一次的能量；器件数据资料提供的开关能量，是在一定参考电压、电流条件下测得的，可根据需要进行线性化折算，其IGBT的开关损耗折算公式为
PSS_IGBT_KG＝fSS_SW(Eon_ref+Eoff_ref)(Iss_c/Ic_ref)(Vss_ce/Vce_ref)
其中IGBT在参考集电极电流Ic_ref、集射极电压Vce_ref条件下测定开通、关断能量为Eon_ref、Eoff_ref，参量由器件手册获得；Iss_c为IGBT实际工作电流Iss_c＝kzαID1/2，Vss_ce为实际工作电压Vss_ce＝UDC；
通过以下公式计算IGBT导通所消耗的能量：在一个开关周期内IGBT导通状态产生的损耗为
PSS_IGBT_DT＝(Vss_ce_T0+rss_ceIss_c)Iss_cD (10)
其中Vss_ce_T0为IGBT导通门槛电压，rss_ce为IGBT动态导通电阻，且rss_ce＝ΔVss_ce/Δiss_c，ΔVss_ce、Δiss_c分别为集射极动态电压变化量与集电极动态电流变化量，Iss_c为IGBT实际工作的集电极电流，D为整流回路稳态下的平均占空比；
步骤1B、计算升压二极管损耗PSS_DIO，
PSS_DIO＝2(PSS_DIO_DT+PSS_DIO_FX+PSS_DIO_KG)
其中PSS_DIO为升压二极管损耗，PSS_DIO_DT为升压二极管导通损耗，PSS_DIO_FX为升压二极管反向阻断损耗，PSS_DIO_KG为升压二极管开关损耗；具体包括：
通过以下公式计算升压二极管的导通损耗PSS_DIO_DT：
PSS_DIO_DT＝(Vss_dio_F0+rss_dio_FIss_dio_F)Iss_dio_F(1-D)
其中Vss_dio_F0为二极管导通门槛电压，rss_dio_F为器件动态导通电阻，且rss_dio_F＝ΔVss_dio_F/Δiss_dio_F，ΔVss_dio_F、Δiss_dio_F分别为二极管动态导通电压的变化量和动态导通电流变化量，Iss_dio_F为二极管导通电流，且Iss_dio_F＝kzαI(1-D)1/2；
通过以下公式计算升压二极管的反向阻断损耗PSS_DIO_FX：
PSS_DIO_FX＝VrIr＝Vss_dio_rIss_dio_r_ref(Vss_dio_r/Vss_dio_r_ref)D
其中Vss_dio_r为二极管截止承受的反向电压，Iss_dio_r_ref为器件手册提供的二极管在参考反向电压Vss_dio_r_ref时的反向漏电流；
通过以下公式计算升压二极管的开关损耗PSS_DIO_KG：开关损耗是二极管正向导通转为反向阻断瞬间产生的反向恢复损耗：
其中Vss_dio_rrm为二极管反向峰值电压，Iss_dio_rrm为二极管反向峰值电流，tss_dio_rr为反向恢复时间，fss_sw为导通关断频率；
由于在BOOST升压回路中串联了两只功率二极管，因此升压二极管损耗为：
PSS_DIO＝2(PSS_DIO_DT+PSS_DIO_FX+PSS_DIO_KG)
步骤1C、利用与步骤1B相同的算法，计算三相不控整流器二极管损耗PSS_DIO_ZL。
6.根据权利要求1所述的混合整流器运行能量优化的方法，其特征在于，所述步骤1中的计算PWM整流器的损耗，具体包括：
分别计算PWM整流器的开关器件IGBT损耗Ppwm_IGBT、反并联续流二极管损耗Ppwm_DIO_XL、快恢复二极管损耗Ppwm_DIO_ZL；其中反并联续流二极管为与IGBT反并联的体二极管；并计算PWM整流器的损耗Ppwm：
Ppwm＝Ppwm_IGBT+Ppwm_DIO_XL+Ppwm_DIO_ZL；
混合整流器中一共有6只IGBT工作于PWM整流器中；具体包括：
步骤1a、通过以下公式计算PWM整流器的开关器件IGBT损耗
Ppwm_IGBT＝6(Ppwm_IGBT_DT+Ppwm_IGBT_KG)；
其中Ppwm_IGBT_DT为单管IGBT的导通损耗，通过以下公式计算：
其中Vpwm_IGBT_T0为IGBT导通门槛电压，rpwm_IGBT_ce为IGBT动态导通电阻，m为PWM调制比，kv(1-α)I为输入电流；
其中Ppwm_IGBT_KG为单管IGBT的开关损耗，通过以下公式计算
Ppwm_IGBT_KG＝fpwm_sw(Epwm_IGBT_on+Epwm_IGBT_off)
其中fpwm_sw为PWM整流器调制频率，即为IGBT开关频率，Epwm_IGBT_on、Epwm_IGBT_on分别为IGBT一个开关周期内导通、关断损耗；根据器件的数据手册将标准测试条件下的参数线性折算为实际应用的参数，折算后的损耗公式为
步骤1b、通过以下公式计算反并联续流二极管损耗Ppwm_DIO_XL：
Ppwm_DIO_XL＝6(Ppwm_DIOXL_DT+Ppwm_DIOXL_KG)；
其中Ppwm_DIOXL_DT为反并联续流二极管的导通损耗，通过以下公式计算：
其中Vpwm_DIO_F0为续流二极管导通门槛电压，rpwm_DIO_F为续流二极管动态导通电阻；
其中Ppwm_DIOXL_KG为反并联续流二极管的开关损耗，是利用数据手册中标准测试参数进行线性折算，其开关损耗公式为
其中Epwm_dio_rec_ref是在一个开关周期中导通电流为Ipwm_dio_F_ref，反向电压为Vpwm_dio_r_ref条件下的反向恢复能量；
步骤1c、利用与步骤1b相同的算法，通过快恢复二极管的导通损耗、反向阻断损耗和开关损耗，计算快恢复二极管损耗Ppwm_DIO_ZL。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110912380A (zh) * 2018-09-17 2020-03-24 国网浙江省电力公司 一种功率半导体元件开通关断损耗的平衡方法
CN111384764A (zh) * 2020-03-23 2020-07-07 深圳供电局有限公司 大容量混合整流充电桩及其控制方法
CN111446873A (zh) * 2020-04-30 2020-07-24 北京信息科技大学 一种非线性无源电流控制方法
CN113541476A (zh) * 2021-07-19 2021-10-22 北京信息科技大学 一种基于软开关的对称型双Boost电路及实现方法
CN114337334A (zh) * 2021-03-31 2022-04-12 华为数字能源技术有限公司 一种转换器和车载充电器
US11404972B2 (en) 2019-11-25 2022-08-02 Carrier Corporation Power module and converter with asymmetrical semiconductor rating arrangement

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013064608A2 (en) * 2011-11-04 2013-05-10 Alstom Technology Ltd. Hybrid rectifier and method for operating such hybrid rectifier
CN104702133A (zh) * 2015-02-10 2015-06-10 北京信息科技大学 一种电流跟踪控制方法
CN107346948A (zh) * 2017-08-29 2017-11-14 华北科技学院 一种高效双向混合三相电压型整流器控制方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013064608A2 (en) * 2011-11-04 2013-05-10 Alstom Technology Ltd. Hybrid rectifier and method for operating such hybrid rectifier
CN104702133A (zh) * 2015-02-10 2015-06-10 北京信息科技大学 一种电流跟踪控制方法
CN107346948A (zh) * 2017-08-29 2017-11-14 华北科技学院 一种高效双向混合三相电压型整流器控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
常伟: "混合整流器多目标优化研究", 《CNKI》 *

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110912380A (zh) * 2018-09-17 2020-03-24 国网浙江省电力公司 一种功率半导体元件开通关断损耗的平衡方法
US11404972B2 (en) 2019-11-25 2022-08-02 Carrier Corporation Power module and converter with asymmetrical semiconductor rating arrangement
CN111384764A (zh) * 2020-03-23 2020-07-07 深圳供电局有限公司 大容量混合整流充电桩及其控制方法
CN111446873A (zh) * 2020-04-30 2020-07-24 北京信息科技大学 一种非线性无源电流控制方法
CN111446873B (zh) * 2020-04-30 2021-08-17 北京信息科技大学 一种非线性无源电流控制方法
CN114337334A (zh) * 2021-03-31 2022-04-12 华为数字能源技术有限公司 一种转换器和车载充电器
EP4068610A1 (en) * 2021-03-31 2022-10-05 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Converter and on-board charger
CN114337334B (zh) * 2021-03-31 2023-10-10 华为数字能源技术有限公司 一种转换器和车载充电器
CN113541476A (zh) * 2021-07-19 2021-10-22 北京信息科技大学 一种基于软开关的对称型双Boost电路及实现方法
CN113541476B (zh) * 2021-07-19 2022-12-02 北京信息科技大学 一种基于软开关的对称型双Boost电路及实现方法

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